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Le VEXIN SSB 40m

admin — Wed, 02 Nov 2016 12:06:15 +0000

Je décris dans cette suite d’articles la réalisation de ma station construite autour du VEXIN.

Michel, F6FEO, le concepteur du VEXIN, m’a apporté son aide, et toute son expérience technique pour mener à terme ce projet démarré en février 2016.

Beaucoup d’émotion en fin de matinée du jeudi 22 septembre 2016. J’établissais sur 40 mètres mon 1er QSO phonie avec F6AWY, Patrick dans le Morbihan.

Si vous êtes passionnés par la technique, vous prendrez beaucoup de plaisir à construire et à utiliser ce petit appareil.

1. Description de ma station home-made

La station se compose des éléments suivants:

le transceiver VEXIN SSB 40m,
un PA de 5 à 20W,
une alimentation stabilisée linéaire fixe 13,6V pour le transceiver,
une alimentation stabilisée linéaire variable pour le PA,
un ROS mètre,
un coupleur d’antenne,
une antenne LEVY.

L’alimentation variable me permet de travailler en QRP sous 13,6V ou en QRO sous 18V à 30V. Elle est équipée de 2 galvanomètres qui me donnent la tension et l’intensité. Connaissant par la mesure le rendement de mon PA, il m’est possible d’estimer et de contrôler simplement la puissance de sortie. Un contrôle d’intensité en limite le courant à 3A. Elle peut ainsi fournir 90W, ses possibilités dépassent largement celles de mon PA. Elle sera décrite dans un autre article.

Figure 1 – Schéma fonctionnel VEXIN (F6FEO)

2. Description du VEXIN

En figure 1 ci-contre, le schéma fonctionnel. En figure 2 ci-dessous, le schéma du circuit et la description extraits du site de F6EVT. Le VEXIN se compose de 7 modules :

l’ émétteur-récepteur,,
le RIT (qui n’apparait pas sur le schéma),
l’ amplificateur BF,
le S mètre,
le driver,
l’amplificateur de puissance RF et la commutation d’antenne,
la commutation et la distribution des tensions régulées.

Le travail le plus important consiste en la mise au point du super VXO, du BFO, des filtres à quartz. La dispersion des caractéristiques des quartz impose la fabrication sur mesure. Chaque élément est donc testé sur banc de test avant le montage définitif. En suivant ce principe, on obtient un fonctionnement optimal.

Figure 2 – Schéma du VEXIN (F6FEO)

3. Le super VXO

Le super VXO (JA0AS (silent key), JH1FCZ) utilise 2 XTAL en parallèle de même fréquence nominale, ici 12096KHz (achetés chez Jean-Michel F1JRK JMB-Electonique). On peut tirer la fréquence sur environ 140KHz tout en gardant une grande stabilité.
Ici la méthode de mise au point est empirique mais assez simple. L’oscillateur (se reporter au schéma) est monté à blanc sur une plaquette d’essais avec son condensateur variable de 50pF. On garde sous la main un jeu d’ inductances aux valeurs normalisées et l’on mesure de proche en proche, à l’aide du fréquencemètre la bande obtenue. En ce qui me concerne j’ai obtenu un bon résultat en plaçant en série 10uH+6.8uH. C’est un travail de patience mais l’on arrive à bout.

L’oscillateur fournit ainsi 11943kHz à 12090kHz soi Δƒ=147kHz.

Le second point consiste à vérifier la tension de sortie du VXO. Elle doit être suffisante et d’au moins 1V eff (3Vcc) pour un fonctionnement correct du mélangeur. La tension d’alimentation a été fixée à 10V au lieu des 7V indiqués sur le schéma.

Figure 3 – Tableau des caractéristiques des quartz

4. Le filtre à quartz

Elément essentiel du transceiver, il doit ne laisser passer en mode SSB qu’une des deux bandes latérales avec des flancs aussi abrupts que possible et une bande passante de 2,4kHz suffisante pour l’intelligibilité la voix, tout en ayant une atténuation aussi faible que possible.

La fréquence choisie est 4915kHz. Le filtre est constitué de 4 quartz aux caractéristiques les plus proches possibles. Son impédance = 1,2kΩ.

Sur un lot de 20 quartz (ou plus), voici les opérations à réaliser :

numéroter, mesurer et enregistrer les caractéristiques de chaque quartz,
classer, regrouper les quartz, extraire un groupe,
calculer le filtre théorique,
monter le filtre sur banc de test,
mesurer tracer la courbe de réponse du filtre.

4.1. Numéroter, mesurer et enregistrer les caractéristiques

J’utilise la méthode G3UUR que j’ai décrite dans un article précédent. Chaque quartz est numéroté de 1 à 20, monté successivement sur l’oscillateur puis mesuré avec et sans capacité en série. Le résultat est noté dans le tableau des caractéristiques des quartz OpenOffice.

4.2. Classer, regrouper les quartz, extraire un groupe

Le tableau est trié dans l’ordre croissant des fréquences. Pour faire ressortir les groupes, les lignes des quartz aux caractéristiques très proches sont coloriées. Des groupes de quartz aux valeurs voisines apparaissent ainsi. J’en ai tiré les n° 7, 10, 3, 13. D’autres séries sont possibles.

Figure 4 – Calcul du filtre 4 quartz

4.3. Calculer le filtre théorique

DISHAL de DJ6EV fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.

Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation:
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée (2),
bande passante 2400Hz (j’ai indiqué 2100Hz, nous verrons qu’en réalité la bande passante est un peu plus large),
Lm = 69,7mH (1),
Cm = 15,05130fF (calculé),
Fsérie = 4913,792KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 4 ci-dessus. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 1203,4Ω,
la fréquence centrale du filtre = 4915,442KHz,
les capacités Cs1=47,9pF, Ck23=47,9pF, Ck12=35,1pF du filtre figure 5, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=4924,346KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Figure 5 – Filtre 4 XTAL

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 10 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Note (2): Pour obtenir l’impédance 1200Ω je commence par introduire une ondulation de 0.3dB que je diminue progressivement jusqu’à obtenir l’impédance souhaitée.

Figure 6 – Banc de test pour filtre – Schéma fonctionnel

4.4. Monter le filtre sur banc de test

Le banc de test, figure 6 ci-contre, est nécessaire pour tracer avant montage la courbe de réponse du filtre. Eventuellement, retoucher la valeur des capacités. La platine de test, figure 7 ci-dessous, a été conçue par F6FEO. J’ai simplement remplacé le transistor 2n2369 par 2n2222. Le courant de collecteur du premier étage de la platine de test doit être ajusté (voir note ci-dessous) au moyen de la résistance variable du pont de base pour obtenir l’impédance de 50Ω à l’entrée de l’étage. Le générateur HF est le VCO décrit ici. Je l’ai reprogrammé en changeant son circuit LC pour qu’il se situe dans la gamme de fréquence du filtre (circuit LC enfichable). Le fréquencemètre associé au VCO est décrit ici. La sonde HF de mesure est constituée d’une diode schottky et d’une capacité de 100nF. On place en sortie de la platine de test une résistance de 50Ω pour la mesure.

Figure 7 – Platine de test pour filtre (F6FEO)

Note : dans son schéma, Michel, utilise la formule Zin=26/0.6 où 26mV = Vth est la tension thermique et 0.6mA = Ic est le courant de collecteur de repos. La pente du transistor est gm = Ic / Vth . En base commune, la résistance d’entrée = 1/gm.

Figure 8 – Courbe de réponse du filtre 4 quartz

4.4. Mesurer tracer la courbe de réponse du filtre

Méthode de relevé des mesures
Mon VCO ne couvrant pas une large plage de fréquences, j’ai choisi de faire varier sa fréquence du mini au maxi et de relever la mesure de la tension de sortie chaque fois qu’elle est décelable et notable sur l’appareil de mesure.
Traçage
Pour tracer la courbe j’utilise le logiciel libre Graph. Les valeurs sont enregistrées dans une série en coordonnées cartésiennes (fréquence,gain). Le logiciel fait le reste par interpolation. Après avoir fait des essais avec différentes valeurs de capacité, j’en suis arrivé à la courbe de la figure 8 ci-contre. Le fichier Graph est disponible ici.

5. Le filtre de contour

Le VEXIN utilise en sortie du mélangeur un 1er filtre FI construit avec un quartz. Le filtre de contour, roofing filter, limite la bande passante et atténue les signaux forts qui, trop près de la bande passante, pourraient saturer l’étage FI suivant.

La méthode de mesure est la même. Le filtre est monté sur la platine de test. Le test est fait de façon empirique avec différents quartz voisins du groupe qui a servi à fabriquer le filtre à 4 quartz. Différentes valeurs de capacité sont testées. La difficulté est de choisir une combinaison qui croise au mieux les 2 filtres.

Finalement c’est le quartz n°15 avec 2 capacités de 22pF qui a donné le meilleur résultat figure 9, ci-contre. Le fichier Graph est disponible ici.

Figure 9 – Courbes de réponse des 2 filtres

Figure 10 – Exemple LTSPICE FFT du modulateur

6. Le BFO

6.1. Produire les signaux B.L.U.

Un oscillateur à quartz (BFO) génère la porteuse destinée à être modulée (ou démodulée). La porteuse est appliquée à un modulateur équilibré à 2 diodes Schottky (appairées au multimètre) qui reçoit en outre les signaux BF provenant de l’amplificateur du microphone. Le modulateur a la propriété de donner 2 bandes latérales modulées tout en atténuant fortement la porteuse. Le filtre à quartz suivant laisse passer la bande utile. On obtient ainsi une bonne suppression de la bande indésirée et une suppression supplémentaire de la porteuse.

Une simulation avec LTSPICE FFT montre figure 10, le spectre de fréquences obtenu en série de Fourier. Dans cet exemple le signal du BFO=4914kHz, le signal BF = 1kHz. On récupère à la sortie un signal de 4913kHz et un signal de 4915kHz, le signal porteur est atténué de 35dB environ. Le filtre à quartz gardera 4915kHz et augmentera l’atténuation du signal porteur pour l’élever à environ -50dB. D’où l’importance du bon réglage du BFO en tension et en fréquence. En tension, pour que les diodes qui ont une tension de seuil de 0,2V soient rendues conductrices. En fréquence, pour que la porteuse soit située du côté gauche et en dehors de la courbe de réponse du filtre à quartz pour ne laisser passer que le spectre des fréquences de la voix humaine (200 à 2500Hz) dans la fenêtre du filtre à quartz. Le fichier de simulation est disponible ici.

Le niveau BF en entrée du modulateur est aussi important, nous verrons au chapitre réglage comment procéder.

6.2. Méthode de mise au point

J’ai utilisé la même méthode que le VXO. Le BFO est monté à blanc sur plaquette d’essai. J’ai choisi dans ma liste le quartz n°9 parce qu’il se trouvait bien à gauche de la fréquence basse de mon filtre à quartz. Je n’avais pas comme sur le schéma de Michel une bobine à noyau réglable, j’ai donc utilisé un jeu d’inductances standards et un petit condensateur ajustable montés en série avec le quartz. Le but étant de tirer la fréquence sur quelques kHz pour pouvoir placer la porteuse à gauche et hors de la bande passante du filtre, suffisamment pour augmenter l’atténuation de la porteuse. Ici encore le réglage doit être fait sur mesure, de façon empirique. Voici la combinaison qui va bien avec ce quartz:

L=22uH+15uH
C=60pF
Variation Δƒ = 4913,648kHz à 4915,984kHz = 2,3KHz.

Contrairement à ce qui est indiqué sur le schéma, le BFO a été alimenté en 6V stabilisé. Notez aussi que Michel, pour donner plus de force au signal BF, a remplacé dans l’amplificateur du microphone la résistance du pont de base de 470kΩ par une 1MΩ et le potentiomètre ajustable du collecteur de 2,7kΩ par 4,7kΩ.

Figure 11 – cablâge du vexin

7. Réalisation du circuit imprimé principal

Le VEXIN tient sur une plaque époxy cuivrée double face plus petite que le format carte postale (< 10x15cm). Le circuit est très dense. Michel l’a étudié au mm en faisant au plus court. Néanmoins il est réalisable entièrement à la main sans matériel particulier.

J’ai utilisé pour sa réalisation quelques feutres indélébiles de différentes pointes, un petit foret de 0,8mm, une petite fraise pour évaser les trous, une mini perceuse, une boîte plastique provenant d’un emballage destiné à la poubelle pour le bain de perchlorure.

J’ai dessiné le circuit à main levée en suivant au plus près le tracé de Michel figure 11 ci-contre. Je me suis aidé d’un papier calque pour vérifier qu’il ne manquait rien. Les 2 faces ont été étamées à chaud avec de la soudure.

Vexin photo 1

Ci-dessous quelques photos montrant le recto, le verso en cours de câblage et son installation sur le châssis.

Vexin photo 2

Vexin photo 3

: Figure 10 – Exemple LTSPICE FFT du modulateur

Figure 11 – Ampli BF Elex

8. Amplificateur audio

8.1. Description

Ce qui caractérise le VEXIN c’est l’absence de souffle. L’amplificateur audio ne dépareille pas : simplicité, efficacité. Construit avec des composants discrets, il alimente un casque audio. Le schéma d’origine de la revue disparue Elex figure 11 ci-contre, a été légèrement modifié pour donner le schéma figure 12 ci-dessous. Michel a ajouté un transistor en entrée commandé par la tension E+ (Emission/Réception) qui fonctionne en commutateur. Si E+=0 (Réception) alors le transistor Q2 ne conduit pas et Vc=0. Les transistors complémentaires BC550B/BC560B sont des transistors à faible bruit. Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

8.2. Réalisation

Figure 12 – Amplificateur audio – Schéma du circuit

Il tient sur un petite plaque époxy cuivrée simple face de 5x5cm environ, figure 13 ci-dessous. Il y a de la place. La photo ci-dessous le montre en cours d’installation sur le châssis près du potentiomètre de volume.

Figure 13 – Amplificateur audio – Circuit imprimé

Vexin photo 4

Figure 14 – Driver – Schéma du circuit

9. Driver

9.1. Description

Ci-contre figure 14, le schéma du circuit et le tracé par LTSPICE des tensions en différents points du circuit.

Il faut noter que les 2 transistors de sortie dissipent 1,6W chacun et nécessitent un bon radiateur. Leur courant de collecteur de repos Ic=130mA. La résistance R9 de 500Ω dissipe plus de 250mW, prévoir 0,5W. La puissance fournie sur une charge de 50Ohms est d’environ 300mW. Celle-ci peut être réduite en plaçant un atténuateur entre le premier et le second étage.

La simulation LTSPICE montre que le gain est constant jusqu’à environ 10MHz. Le gain théorique maximum sans atténuateur est de 17dB pour le premier étage et 36dB pour l’ensemble. Ces résultats confirment les valeurs que Michel m’a indiquées.

Figure 15 – Driver – Courbe de réponse

Ci-dessous les tensions et courants en continu donnés par LTSPICE :

Name:       q3          q2          q1
Model:    2n2219a     2n2219a     2n2219a
Ib:       7.55e-04    7.55e-04    2.00e-04
Ic:       1.30e-01    1.30e-01    3.78e-02
Vbe:      7.84e-01    7.84e-01    7.43e-01
Vbc:     -1.12e+01   -1.12e+01   -6.31e+00
Vce:      1.20e+01    1.20e+01    7.05e+00
BetaDC:   1.72e+02    1.72e+02    1.89e+02
Gm:       3.92e+00    3.92e+00    1.32e+00
Rpi:      3.58e+01    3.58e+01    1.37e+02
Rx:       1.00e+01    1.00e+01    1.00e+01
Ro:       6.54e+02    6.54e+02    2.12e+03
Cbe:      1.66e-09    1.66e-09    5.83e-10
Cbc:      2.85e-12    2.85e-12    3.40e-12
Cjs:      0.00e+00    0.00e+00    0.00e+00
BetaAC:   1.40e+02    1.40e+02    1.81e+02
Cbx:      0.00e+00    0.00e+00    0.00e+00
Ft:       3.75e+08    3.75e+08    3.58e+08

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

9.2. Réalisation

Figure 16 – Driver – Circuit imprimé (F6FEO)

Le Driver est monté sur une petite plaque époxy cuivrée double face de 45x75mm, figure 16 ci-dessus. Il y a de la place. Je n’ai pas trouvé de radiateur suffisant pour ces transistors. Je les ai réalisés avec un bout de tuyau de cuivre souple de 8mm provenant d’un vieux robinet. Alésé légèrement, il s’adapte parfaitement au transistor avec un peu de graisse silicone. J’y ai soudé une aile en cuivre faite avec un bout de tuyau refendu. Le système est un peu encombrant mais efficace, photo ci-dessous.

Vexin photo 5

Figure 17 – Amplificateur RF de puissance (F6FEO)

10. L’amplificateur RF de puissance

10.1. Description

Ci-contre figure 17, le schéma du circuit. Le schéma d’origine est construit autour de l’IRF510. Je l’ai remplacé par l’IRFZ24 qui donne un meilleur résultat. Il est intéressant d’examiner sa courbe caractéristique de transfert Id-Vgs figure 18 ci-dessous.

Note : le modèle SPICE de l’IRFZ24 provient le la documentation VISHAY.

L’amplificateur travaille en classe AB. Concrètement cela signifie qu’un petit courant Id de repos circule dans le transistor et que son point de repos est situé en bas de la courbe caractéristique, encadré rouge sur la courbe de transfert. Pour un fonctionnement correct le courant de drain de repos doit se situer entre 70 et 100mA. Le régulateur de tension de 5V et le potentiomètre permettent ce réglage assez pointu. En effet, comme le montre la courbe, à partir de la tension de seuil, quelques dixièmes de volt font vite monter le courant Id. Comme la dispersion des caractéristiques de ces transistors est grande, le réglage doit être fait sur mesure. Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 18 – Courbe de transfert Id-Vgs

Pour faire le réglage procéder ainsi :

avant la première mise sous tension prendre soin de faire Vg=0 en plaçant le potentiomètre au minimum,
placer temporairement un ampèremètre dans le circuit de drain,
monter tout doucement la tension Vg en tournant le potentiomètre jusqu’à atteindre le courant Id de repos.

Ci-dessous un test de simulation figure 19, avec différentes tensions d’alimentation Vdd, Vgs=3.69V et 250mW en entrée. Voici la puissance théorique obtenue :
Vdd= 13,6V, Peff= 10W,
Vdd=18V, Peff= 19W,
Vdd= 20V, Peff= 23W.

En réalité voici ce que j’obtiens :
Vdd=13,6V, Peff= 5W,
Vdd=18V, Peff=9 à 10W.
Rendement entre 62 à70%.
L’écart entre le résultat théorique et le résultat réel provient de la tension d’entrée réelle qui est plus faible.

Figure 19 – Amplificateur RF de puissance – Modèle LTSPICE

10.2. Réalisation

Le PA est monté sur une petite plaque époxy cuivrée double face de 45x75mm. Il est muni d’un radiateur imposant. Il porte le relai d’antenne commandé par la tension de commutation E+ (voir circuit de commutation). Ci-dessous photos du montage. Ici un exemple de bobinage du tore binoculaire, donné par F6FEO au paragraphe PA.

Vexin photo 6

Vexin photo 7

11. Le S mètre

Ci-dessous le schéma, figure 19. Il a été monté sur une plaquette pastillée étamée double face et fixé directement derrière le galvanomètre sur le panneau avant comme le montre la photo ci-dessous. Ne disposant de générateur de niveau S pour l’instant (en projet) le réglage a été effectué à l’oreille en fonction des niveaux de report obtenus. Vérifier en entrée que la tension de CAG= 0 à -5V selon le niveau du signal reçu.

Figure 19 – S mètre (F6FEO)

Vexin photo 8

12. Le RIT

Ci-dessous le schéma, figure 20. Utiliser une diode varicap à faible capacité résiduelle. Il a été monté sur une plaquette pastillée fixé en parallèle au condensateur variable d’accord directement derrière le potentiomètre de RIT sur le panneau avant, photo 8 ci-dessus. La variation de fréquence Δƒ≈1kHz.

Figure 20 – Schéma du RIT (F6FEO)

13. Commutation et distribution des tensions régulées basse puissance

Ci-dessous le schéma, figure 21. Description du dispositif:

entrée: alimentation régulée stabilisée 13.6V basse puissance (hors PA),
fusibles de protection,
fournit l’alimentation régulée permanente 13,6V du TRX sauf PA (contrairement à ce qui est indiqué sur le schéma),
fournit l’alimentation régulée du VXO 10V (et non 9V comme indiqué sur le schéma),
fournit l’alimentation régulée du BFO 6V (ajouté un régulateur 6V, non prévu sur le schéma),
relai de commutation Emission / Réception qui fournit E+=13,6V et R+=13,6V,
prise PTT qui commande le relai ci-dessus.

Figure 21 – Schéma du circuit de commutation (F6FEO)

Le circuit est monté sur une plaquette pastillée étamée double-face, photo 8 ci-dessus.

14. Fabrication du boîtier

Le boîtier est monté autour d’un châssis construit façon Meccano fait de cornières métalliques perforés et assemblées pour former un cadre rigide. Dessus sont vissées des chutes de tôles alu de 1,5mm et un panneau avant et arrière en alu de 2mm. Ci-dessous, photos montrant les étapes de construction.

Vexin photo 9

Vexin photo 10

Vexin photo 11

15. Réglages

Récepteur
Régler au maximum de réception en milieu de bande, la capacité ajustable du circuit d’accord formé avec L1 en entrée sur la grille 1 du BF960.

Emetteur filtre passe bande
Ne pas connecter ni le driver ni le PA.
Mettre une résistance carbone de 50Ω en sortie Tx du vexin.
Placer sur cette résistance une sonde HF reliée à un multimètre analogique.
Injecter un petit signal BF de 1kHz dans l’entrée microphone.
Régler les condensateurs ajustables du triple filtre passe bande formé avec L3, L4,L5, au maximum de signal.

Emetteur modulateur
Régler la modulation en plaçant le potentiomètre ajustable de l’amplificateur du microphone au maximum de modulation.
Descendre doucement jusqu’au point ou le signal diminue.

Emetteur driver
Connecter le driver à une charge fictive de 50Ω.
Placer sur cette résistance une sonde HF reliée à un multimètre analogique.
Vérifier que la tension de crête = 8V soit environ 320mW sur 50Ω.
Si la tension est trop forte placer un atténuateur dans le driver entre les 2 étages (voir schéma).
La puissance délivrée doit être au minimum de 250mW (tension de crête = 7V environ).

Emetteur PA
Connecter le PA à une charge fictive. Se reporter au paragraphe PA pour le réglage et les valeurs de puissance à obtenir.

A suivre…

Transceiver CW 20 m – Filtre à quartz – Crystal ladder filter

admin — Sun, 30 Sep 2012 11:05:01 +0000

A la minute où je commence à rédiger cet article, je viens d’achever la réalisation de mon premier filtre à quartz. Un circuit simple, somme toute, composé de 4 quartz et de 5 condensateurs. Tout le travail réside dans la préparation et le choix d’une méthode que tout un chacun peut mener à bien.
Voici la méthode que j’ai suivie :

Mesurer les paramètres des quartz, choisir une méthode de mesure,
Trier les quartz et les sélectionner,
Concevoir le filtre, choisir un outil de calcul,
Simuler le comportement du filtre,
Fabriquer le filtre,
Tester le filtre.

Construire son filtre est non seulement un excellent sujet d’analyse et de recherche mais cela nous permet de choisir nos propres options :

parfaite adaptation du filtre à notre cas, ici par exemple, pour une utilisation en CW avec une bande étroite de 500Hz,
choix du nombre de pôles et de l’impédance,
filtre avec une bande passante réglable.

Paramètres du quartz
Le circuit équivalent du quartz est représenté ci-dessous, figure 1.

Figure 1: Circuit équivalent au quartz

Les paramètres sont les suivants :

Fs : fréquence de résonance série, c’est le point où les réactances inductive et capacitive s’annulent,
Rs : résistance équivalente série du quartz à la résonance Fs, représente la perte d’énergie dans le quartz,
Lm : inductance dynamique du quartz en vibration ou masse vibrante,
Cm : capacité dynamique du quartz en vibration ou élasticité,
Co : capacité statique du quartz due au support, au boîtier, aux électrodes et fils de connexion,
Q : perte totale d’énergie dans le quartz placé dans un circuit.

Mesure des paramètres du quartz – Choix d’une méthode de mesure
Le web fournit une documentation abondante et excellente sur le sujet. Je vous invite préalablement à la lire. J’en retiens l’excellente étude comparative et synthèse de Nick Kennedy, WA5BDU « Crystal characterization and crystal filter design An overview of tools and techniques Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008 » et la méthode de David Gordon-Smith, G3UUR, popularisée par Wes Hayward, W7ZOI, décrite dans le document du Dr Andrew Smith, G4OEP « Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal » et le document de Jack R. Smith K8ZOA « Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006 » . C’est cette dernière méthode que j’ai appliquée pour la réalisation de mon filtre et le document de Jack R. Smith K8ZOA. Le principe de la méthode reste simple. Le quartz est inséré dans un oscillateur Colpitts en série avec un condensateur de 30pF. On relève la fréquence de sortie. Puis on shunte le condensateur et on relève la nouvelle fréquence. L’application des formules simplificatrices permet de trouver les valeurs de Cm et Lm avec une bonne précision.

Les formules à appliquer :

(1)
(2)
(3)

Cs = condensateur placé en série avec le quartz
F = fréquence avec Cs
Fs = fréquence sans Cs (Cs shunté)
Δf = F – Fs

Circuit de mesure
J’ai construit l’oscillateur décrit à la page 15 du document de WA5BDU et à la page 4 du document de K8ZOA, extrait et photos 1 et 2 ci-dessous. Pour la mesure, le quartz est fixé solidement sur les 2 bornes à visser rouge et noire. Pour la mesure nécessitant le shunt du condensateur de 30pF en série avec le quartz, un gros fil est ajouté et fixé solidement sur les 2 bornes à visser noires (évitez l’interrupteur). Le circuit est alimenté par une alimentation de 13,8V. La sortie est connectée au fréquencemètre. Le circuit imprimé est soudé sur une carte mère en époxy portant les connecteurs, elle-même vissée sur 2 cornières en aluminium coupées à dimension, donnant à l’ensemble une grande rigidité.

Méthode G3UUR: oscillateur – Extrait

Photo 1: Oscillateur G3UUR vu de dessus

Photo 2: Oscillateur G3UUR vu de dessous

Quartz
J’ai acheté sur Ebay un lot de 50 quartz HC-49/U-S de 10,240MHz. Il est conseillé que les quartz soient du même fabricant et du même lot mais cela est impossible à vérifier. J’ai numéroté au feutre chaque quartz de 1 à 50.
Nota: il semble que le facteur Q des quartz HC-49/U soit plus élevé que celui des quartz HC-49/U-S. Il est donc conseillé d’utiliser le modèle HC-49/U. Néanmoins, n’ayant que le modèle HC-49/U-S sous la main je vais l’utiliser pour construire mon filtre.

Mesure – Feuille de calcul
Chaque quartz est passé sur l’oscillateur. Les 2 fréquences relevées sont notées sur une feuille de calcul créée à l’aide du tableur OpenOffice. Je ne peux mesurer la valeur exacte de la capacité statique Co, mon capacimètre ne peut mesurer les valeurs < 10pF. Mais il me montre, néanmoins, que Co < 10pF. La datasheet de ce genre de quartz donne en général pour Co une valeur maximale de 7pF. J’ai pris une valeur moyenne de 3,5pF.
Description des colonnes :

Colonne A : Num = numéro du quartz,
Colonne B : F0 = fréquence avec shunt du condensateur série,
Colonne C : F30 = fréquence avec condensateur série,
Colonne D : DeltaF = écart de fréquence F30 – F0,
Colonne E : C0 = capacité statique,
Colonne F : Cm = 2*(C0+Cs)*DeltaF/F0,
Colonne G : Lm = 1/(((2*PI()*F0)^2)*Cm),
Colonne H : Fnominal = fréquence nominale du quartz = 10,240000MHz,
Colonne I : Cs = capacité montée en série avec le quartz pour la mesure F30 = 30pF.

Tri du tableau – Sélection des quartz
J’ai ensuite trié le tableau dans l’ordre croissant de F0 et F30 pour examiner les groupes de quartz de fréquences identiques ou proches. La règle est que la fréquence des quartz doit se trouver dans un intervalle de 10% de la bande passante. Soit 50Hz pour une bande passante de 500Hz. Pour fabriquer mon filtre à 4 quartz, j’ai extrait les quartz numéro 8, 6, 36, 33. Voir figure 2 ci-dessous, l’extrait du tableau.

Figure 2: Extrait du tableau de mesure trié

Télécharger le tableau de calcul.

Conception du filtre – Choix d’un outil de calcul
La conception des filtres est devenue aisée avec les outils de calcul développés pour nos ordinateurs personnels. Plusieurs outils gratuits sont disponibles, à ma connaissance : AADE Filter Design, Ladpac + GPLA, DISHAL de DJ6EV. Il existe aussi des calculateurs sur le web comme Crystal ladder filters de Giangrandi. Après essais, j’ai retenu DISHAL.

DISHAL fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.
Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée,
bande passante 500Hz,
Lm = 36,1mH (1),
Cm = 6,70fF (1),
Fsérie = 10238,016KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 3 ci-dessous. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 74,1Ω,
la fréquence centrale du filtre = 10238,320KHz,
les capacités Cs1=236,6pF, Ck23=236,6pF, Ck12=195,1pF du filtre figure 4, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=10247,802KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 36 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Figure 3: DISHAL fenêtre principale

Figure 4: DISHAL filtre à quartz

Filtre Cohn
Ce type de filtre a pour principal avantage d’utiliser des condensateurs de valeurs identiques pour le couplage et la résonance. En cliquant dans le menu sur Cohn on affiche une fenêtre qui permet de calculer la valeur unique du condensateur Ck. Avec mes paramètres Ck = 216,5pF. Se reporter au document d’aide qui est très bien fait.

Simulation LTspice
Comme d’habitude, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer.
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 6 paramètres :

Cs = capacité en série du filtre,
Ck12 Ck23 = capacité en parallèle du filtre,
Cm = capacité dynamique du quartz en oscillation,
Lm = inductance dynamique du quartz en oscillation,
Co = capacité statique du quartz.

Il suffit de modifier ces valeurs pour obtenir un autre filtre.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20XTALFilter\ltc\XTALF4_10M24CH.asc
* TRANSCEIVER CW 20m F8EOZ - XTAL Ladder Filter 10,240MHz - V 02/10/2012 15:00
* XTALF4_10M24CH XTAL Ladder Filter SUBCIRCUIT
* CREATED ON 14/08/2012 AT 18:00
* CONNECTIONS:         In
*                      | Out
*                      | |
.SUBCKT XTALF4_10M24CH 1 2  PARAMS: Cs=236.6p Ck12=195.1p Ck23=236.6p Cm=6.70f Lm=36.1m Co=3.5pf
*--------------------------
* Filter parameters:
* 4 pôles crystal ladder filter Chebyshev
* Cs-X1------X2------X3------X4-Cs
*        |       |       |
*      Ck12    Ck23    Ck12
* Cs = in and out serial capacitance
* Ck12 Ck23 = parallel capacitance
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
C1 N001 P001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Cs1 P001 1 {Cs}
Ck1 N001 0 {Ck12}
Ck2 N002 0 {Ck23}
Cs2 2 P002 {Cs}
C2 N002 N001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C3 N003 N002 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C4 P002 N003 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Ck3 N003 0 {Ck12}
.ends

Noter que LTspice utilise le composant condensateur pour représenter le quartz. Les paramètres du quartz Lser, Cpar, Rser, sont traités comme des propriétés du condensateur.
Ce fichier XTALF4_10M24CH.lib est enregistré dans le répertoire …/LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 5, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. La courbe de réponse est obtenue avec le paramètre S21. Il faut noter que la résistance en série qui existe dans le modèle équivalent du quartz, n’est pas utilisée ici. Elle introduira une atténuation.

Figure 5: Courbe de réponse du filtre à quartz

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,4 x 2,1 cm, photo 3 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage qui est un peu particulier : 3 lignes de 7mm. La première ligne, ligne de masse pour le boîtier des quartz, n’est pas fractionnée. La 2ème ligne est fractionnée en 5 parties : 10mm, 3x8mm, 10mm. La 3ème ligne est fractionnée en 3 parties : 10mm, 24mm, 10mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Composants
J’ai utilisé pour ce circuit des composants CMS ou SMD 0805 NP0 +- 10% 180pF et 220pF achetés sur Ebay que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le boîtier des quartz est soudé à la masse.
J’ai choisi de ne pas placer pour l’instant de trimmer en parallèle sur chaque condensateur. Je verrai après le test s’il faut corriger.

Photo 3: Circuit imprimé du filtre à quartz

Test
Dispositif
Le circuit est relié directement à la sortie de l’amplificateur post-mélangeur.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie du filtre = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14,095MHz (fréquence dans la bande 20m).
Commutateur du VFO placé sur la bande 2.

Résultat
Le tracé de l’oscilloscope reste plat… Suspense… En tournant très lentement le potentiomètre du VFO, simple potentiomètre sans vernier démultiplicateur, une superbe sinusoïde bien dessinée apparaît enfin. La recherche de l’accord est très pointu.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 4 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 160mV rms et F ≈ 10MHz.

Photo 4: Signal de sortie du filtre à quartz

Références
Crystal characterization and crystal filter design – An overview of tools and techniques – Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008
Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal characterization and crystal
Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006
Simplified Tools and Methods for Measuring Crystals By Jim Kortge, K8IQY
Crystal Ladder Filters for All by Horst Steder, DJ6EV and Jack A. Hardcastle, G3JIR
THE LADDER FILTER REVIVED by Lloyd Butler VK5BR

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 3

admin — Thu, 31 May 2012 10:39:10 +0000

Filtre passe-bas
Le circuit de sortie de l’amplificateur du VFO est un filtre passe-bas en pi qui adapte aussi l’impédance de sortie à la valeur standard de 50 ohms.

Calcul du filtre
Pour réaliser le filtre, je me suis appuyé sur l’excellente étude de Richard Harris G3OTK disponible sur sur le site ITCHEN VALLEY Radio club G0IVR. Il traite dans 9 documents Part1 à Part 9, tous les aspects de la réalisation des filtres d’une manière claire avec des exemples pratiques.

Simulation
Sur cette base, j’ai construit un modèle de simulation qui, entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY, montre les différentes étapes de la réalisation du filtre.

Le modèle montre les 3 étapes de la conception du filtre :
1° le filtre avec valeurs normalisées à 1 ohms, 1 rad/s ,
2° le filtre avec impédance d’entrée choisie, l’impédance de sortie étant égale à celle d’entrée,
3° le filtre final avec impédance de sortie adaptée avec le théorème de Barlett.

Paramètres
Les paramètres sont présentés dans l’ordre d’utilisation.

1- Filtre avec valeurs normalisées à 1 ohms, 1 rad/s.
La table 1 du document Band pass filter design Part 1. Band pass filters from first principles Richard Harris G3OTK donne les paramètres G1, G2, G3 pour chaque type de courbe de réponse. G1 correspond à la capacité 1, G2 à l’inductance, G3 à la capacité 2 du filtre.
Les lignes issues de la table 1 sont reproduites dans le modèle sous forme de commentaire ou de directive. Choisir la courbe de réponse en cochant en directive la ligne .PARAM de cette courbe, par exemple la ligne Butterworth, les autres sont cochées en commentaires.

Values for three section low pass filter normalised to 1 Ohm & 1 rad/sec
.PARAM g1=1.0000 g2=2.0000 g3=1.0000 ;Butterworth
.PARAM g1=1.0316 g2=1.1474 g3=1.0316 ;Chebychev 01dB ripple
.PARAM g1=2.0237 g2=0.9941 g3=2.0237 ;Chebychev 0.1dB ripple
.PARAM g1=2.196 g2=0.9674 g3=0.3364 ;Gaussian

Choisir ensuite la bande passante FBw. Dans le cas d’un filtre passe-bas, la bande passante est égale à la fréquence de coupure, par exemple 4,5 MHz. Le paramètre RT=1, résistance terminale ne doit pas être modifié.

.PARAM RT=1
.PARAM FBw=4.5Meg

Les autres paramètres, inductance L1, capacités C1 et C2 sont obtenus par calcul.

.PARAM L1 = g2 *RT / ( wFunc(FBw))
.PARAM C1 = g1 / (wFunc(FBw)* RT)
.PARAM C2 = g3 / (wFunc(FBw)* RT)

Remarque:
LTSPICE permet d’écrire des fonctions qui sont utilisées dans les calculs. Par exemple la fonction wFunc calcule la vitesse angulaire ω à la fréquence f:

.func wFunc(f) {2*pi*f}

2- Filtre avec impédance d’entrée choisie, l’impédance de sortie étant égale à celle d’entrée.
Choisir ensuite la résistance d’entrée R3, par exemple 130 ohms. Les autres paramètres ne sont pas être modifiés. Les valeurs de l’inductance et des capacités sont obtenues par calcul.

.PARAM R3=130

3- Filtre final avec impédance de sortie adaptée avec le théorème de Barlett.
Choisir enfin la résistance de sortie R6, par exemple 50 ohms. Les autres paramètres ne sont pas être modifiés. Les valeurs de l’inductance et des capacités sont obtenues par calcul.

.PARAM R6=50

Résultat simulation 1: analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit.

Diagramme de Bode

Les courbes des filtres 1 V(out1) et 2 V(Out2) se superposent. La courbe du filtre 3 V(Out3) subit une translation vers le bas. L’adaptation par le théorème de Barlett introduit une perte d’insertion de 5 dB.

Résultat des calculs dans le fichier .log:

outmax1: MAX(mag(v(out1)))=(-0.00507865dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f1fall3db: mag(v(out1))=outmax1/sqrt(2) AT 4.50025e+006
outmax2: MAX(mag(v(out2)))=(-0.00055803dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f2fall3db: mag(v(out2))=outmax2/sqrt(2) AT 4.50018e+006
outmax3: MAX(mag(v(out3)))=(-5.10602dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f3fall3db: mag(v(out3))=outmax3/sqrt(2) AT 4.50018e+006
out376: mag(v(out3))=(-6.37754dB,0°) at 3.76e+006
out411: mag(v(out3))=(-7.09339dB,0°) at 4.11e+006
out450: mag(v(out3))=(-8.1158dB,0°) at 4.5e+006
out8: mag(v(out3))=(-20.2335dB,0°) at 8e+006
out12: mag(v(out3))=(-30.675dB,0°) at 1.2e+007
out16: mag(v(out3))=(-38.162dB,0°) at 1.6e+007

Notes:
f1fall3db : fréquence de coupure du filtre 1 à -3 dB = 4,5 MHz,
f2fall3db : fréquence de coupure du filtre 2 à -3 dB = 4,5 MHz,
f3fall3db : fréquence de coupure du filtre 3 à -3 dB = 4,5 MHz,
outmax3 : perte d’insertion du filtre 3 = -5,1 dB,
les résultats suivants indiquent l’atténuation du filtre 3 à différentes fréquences.

Simulation 2 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 4,5 MHz est injectée à l’entrée du circuit. On obtient la valeur de l’inductance et des capacités du filtre:

Filtre 1
l1_1: l1=7.07355e-008
c1_1: c1=3.53678e-008
c2_1: c2=3.53678e-008
Filtre 2
r3_2: r3=130
r4_2: r4=130
l2_2: l2=9.19562e-006
c3_2: c3=2.7206e-010
c4_2: c4=2.7206e-010
Filtre 3
r5_3: r5=130
r6_3: r6=50
l3_3: l3=6.3662e-006
c5_3: c5=2.7206e-010
c6_3: c6=7.07355e-010

Notes:
Les résultats du filtre 3 sont utilisés pour fabrriquer le filtre:
fréquence de coupure à -3 dB = 4,5 MHz,
l3_3 : 6,4 uH,
c5_3 : 272 pF = 270 pF,
c6_3 : 707 pF = 680 pF + 27 pF.

Réalisation
Les condensateurs sont du type NP0. L’inductance L = 6,4 uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 36 tours de fil de Cu émaillé de 0,5 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Filtre passe bande 14 MHz

admin — Wed, 28 Mar 2012 17:43:00 +0000

Pour réaliser ce filtre, je me suis appuyé sur la note technique Transformer Coupled LC Bandpass Filters de W7ZOI.

Je suis parti du matériel dont je disposais:

- tores T50-6 achetés chez Kits and Parts W8DIZ,
- fil de cuivre émaillé de 7/10 mm récupéré sur un bobinage de TV.

Sur son site, W8DIZ indique les caractéristiques des tores. Le matériau 6 est bien adapté de 3 MHz à 40 MHz.

Calcul
Ci-dessous le schéma du filtre:

J’ai d’abord utilisé mini tore calculateur de DL5SWB pour déterminer les valeurs possibles du circuit résonnant LC à la fréquence F = 14 MHz. Je me suis fixé L = 0.5 uH. A cette fréquence F, avec cette valeur de L, il faut une capacité C = 250 pF. L2 = L3 sont obtenues en bobinant 11 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur un tore T50-6. L1 = L4 sont obtenues en bobinant 2 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur respectivement, L2 et L3 côté masse.

Les calculs sont faits à partir des formules de W7ZOI avec L = L2 = L3:

Fréquence F = 14 MHz
Pulsation w = 2. π . F
Nodal capacitance C0 = 1 / w² . L
Butterworth shape k = 1 / √ 2 et q = √ 2
Bandwidth B = 0,6 MHz
C12 = C0 . k . B / F
CT = C0 – C12
d’ où C12 = 7,8 pF et CT = 250 pF
Qu =unloaded Q
Rp = résistance équivalente en parallèle.

Ne pouvant mesurer le facteur Qu de L, avec ces valeurs j’ai supposé que Qu ne pouvait être < 200.

Qend = q . F . Qu /( B . Qu – q .F)
Rp = Qend . w . L
d’ où Qend = 40 et Rp = 1737 Ohms

Le rapport du nombre de spires du couplage pour obtenir 50 Ohms est n² = 1737 / 50 = 34,74
soit n = 5,89, d’où nombre de spires pour le couplage = 11 / 5,89 = 2 tours.

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Elle est réalisée avec l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Voici le diagramme de Bode obtenu:

Voici les valeurs calculées:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(-0.0412774dB,0°) FROM 1e+007 TO 3e+007
flo3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.37784e+007
ampflo3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.37784e+007
fhi3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.43182e+007
ampfhi3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.43182e+007
(1) bw3db=539854 FROM 1.37784e+007 TO 1.43182e+007
(2) fcenter: mag(v(out))=(-0.0475675dB,0°) at 1.40483e+007
imagelo: mag(v(out))=(-31.701dB,180°) at -5.95168e+006
imagehi: mag(v(out))=(-60.9751dB,0°) at 3.40483e+007
(3) ref1: mag(v(out))=(-56.6812dB,0°) at 2.8e+007
(4) ref2: mag(v(out))=(-50.7083dB,180°) at 7e+006

Notes:
(1) bande passante à – 3dB = 0.540MHz de 13,778 MHz à 14,318 MHz
(2) fréquence centrale F0 = 14,048 MHz
(3) réjection de la fréquence image si low side injection = -56,58 dB
(4) réjection de la fréquence image si high side injection = -50,71 dB

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 6 x 3 cm. La gravure est simple: 4 x 2 = 8 îlots identiques. Je fabrique ces plaques d’avance en différents formats. Ces plaques seront ensuite soudées au moyen du fil de masse sur une plaque d’époxy cuivrée qui servira de support à toutes les cartes. Ceci rend modulaire le montage, chaque étage pouvant être remplacé. L’image ci-dessous montre le circuit équipé de résistances en entrée et en sortie pour le test. Finalement après tests C12 = 5 + 2 pf et CT = 100 + 82 + 15 pf (ajustable).

Test
Pour tester le circuit, j’ai construit un petit générateur HF. Voici le circuit de test:

Pour tracer la bande passante du filtre, à l’aide de l’oscilloscope, j’ai mesuré la tension Vin à l’entrée du filtre et Vout à la sortie du filtre à différentes fréquences. Pour chaque point j’ai calculé le Gain = 20 log Vout/Vin quand le circuit est adapté en impédance (Zin = Zout).
Le graphique a été tracé avec l’open source GRAPH qui permet de tracer rapidement un graphique à partir d’une série de points relevés et enregistrés dans un fichier csv. Les points ont été relevés tous les 0.100 MHz de 13,500 MHz à 15,100 MHz et la fréquence mesurée avec mon fréquencemètre. Le tracé de la courbe est obtenu par interpolation spline cubique. Cela est effectué simplement dans le menu Editer une série de points, en sélectionnant dans l’onglet Marqueurs, l’interpolation Splines cubiques. La courbe obtenue montre que la bande passante à -3db se situe de 13,950 MHz à 14,550 soit une largeur de bande de 0,600 MHz. L’atténuation minimum se situe autour de 14,220 MHz.

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