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Transceiver CW 20 m – BFO

admin — Thu, 25 Oct 2012 08:43:12 +0000

« Rien ne naît ni ne périt, mais des choses déjà existantes se combinent, puis se séparent de nouveau. » Anaxagore de Clazomènes (500 av. J.C.).

L’oscillateur de battement ou BFO « Beat Frequency Oscillator » est utilisé en CW pour créer un signal audible. L’oscillateur fonctionne sur une fréquence légèrement décalée au dessus ou en dessous de la fréquence intermédiaire. Le signal issu du BFO, le signal de fréquence intermédiaire sont injectés dans le détecteur de produit pour obtenir après filtrage le signal audible. La note du signal se situe en général de 600 à 800Hz.

Le signal du BFO doit être plus grand que le signal de fréquence intermédiaire et assez puissant pour rendre passantes les diodes du détecteur de produit.

Cahier des charges
Le BFO comprendra 2 étages qui auront les caractéristiques suivantes:

un oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence est légèrement décalée au moyen d’un condensateur,
un amplificateur tampon ou buffer à JFET qui présente une haute impédance à l’oscillateur, assurant l’isolation de l’oscillateur et qui réalise l’adaptation d’impédance,
fréquence d’oscillation F= 10.240Mhz + Δf ( Δf ≈ 800 Hz ),
impédance de sortie 50Ω,
puissance délivrée 6 à 7dBm sur 50Ω.

La figure 1 ci-dessous montre le schéma du circuit.

Figure 1: schéma du BFO

Télécharger les fichiers Kicad.

Amplificateur à JFET canal N MPF102
Caractéristiques:

montage source commune,
polarisation automatique avec résistance de source (self biasing),
découplage de la résistance de source,
transformateur de sortie réalisant l’adaptation d’impédance.

Choix du point de polarisation (quiescent point ou Q-point)
Il est réalisé graphiquement en utilisant Ltspice.
Dans ce qui va suivre, on pose :

Id = courant de drain,
Vgs = tension gate-source,
Vp = tension de pincement,
Idss = courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0.

1°) Mesure de la tension de pincement Vp ou Vgs(off) et du courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0

La tension gate-source Vgs commande le courant drain-source Id. En amplification, le transistor fonctionne dans la zone de pincement (pinch-off region). L’équation du courant de drain dans la zone du canal pincé s’écrit:
Id ≈ Idss (1 -Vgs/Vp)² –>équation (1)
C’ est une équation de forme quadratique dont l’intervalle d’utilisation est
Vgs = [Vp, 0]
La figure 2 ci-dessous montre le schéma de simulation qui permet de tracer la courbe
Id = f(Vgs) dans l’ intervalle Vgs = [Vp, 0].
La courbe coupe l’axe des ordonnées à Vgs = 0 et Id = Idss = 12,34mA.
La courbe coupe l’axe des abscisses à Id = 0 et Vgs = Vp =-3,26V.

Figure 2: schéma de simulation et courbe Id=f(Vgs)

2°) Choix du point de polarisation Q

Le point de fonctionnement doit être placé dans la partie la plus linéaire de la courbe pour garantir la plus grande excursion possible du signal d’entrée vgs sans déformation, autrement dit la meilleure amplification possible. La figure 3 montre la fonction
Id = f(Vgs)
représentée sans dimension sous forme d’une courbe normalisée à l’unité :
Id/|Idss| = (1 -Vgs/|Vp|)²
Elle permet de déterminer graphiquement les coordonnées du point de repos. En plaçant Id à la moitié de Idss,
Q =( -0,3 , 0,5)
soit Id = 0,5 Idss = 6,17mA et Vgs = -0,3Vp = -0,978V.

Figure 3: courbe Id=f(Vgs) normalisée à l’ unité

3°) Calcul de la transconductance gm

La transconductance gm est le coefficient directeur (pente) de la tangente au point Q. C’est le nombre dérivé au point d’abscisse Vgs = -0,3|Vp| avec |Vp| = 3,26.
La dérivée de la fonction f(x) = Ku² est 2Ku’u
avec x= Vgs, K = Idss = 12,34 , u = (1 – Vgs/Vp), u’ = -1/Vp
Il vient gm = (-2Idss/Vp)(1 – Vgs/Vp)
De l’équation (1) on tire (1 – Vgs/Vp) = √(Id/Idss)
D’où gm = -(2Idss/Vp)√(Id/Idss) = -(2*12,34/-3,26)√(1/2) = 5,36mA/V

4°) Calcul de la résistance de source Rs

Puisque Is ≈ Id alors Rs = Vgs/Id = 0,978V/6,17mA = 159Ω = 150Ω valeur standard la plus proche.

5°) Calcul de la résistance de charge

Les figures 2 et 3 montrent qu’il est possible d’ utiliser une amplitude de 3mA p autour du point de repos Q. Cette valeur permet de rester dans la partie linéaire de la courbe. Si gm = 5mA/V une tension vgs = 1,2V pp appliquée à l’entrée devrait permettre d’obtenir ce courant.
L’amplificateur doit fournir 7dBm sur 50ohms ce qui correspond à 5mW ou 500,6mV rms ou à 1,416V pp.
En application du principe de conservation de l’énergie, en négligeant les pertes, il faut pour produire la même puissance au primaire du transformateur avec un courant de 3mA p ou 2,212mA rms, une résistance R1 = 0,005 / (0,002212 * 0,002212) = 1113 Ω. En choisissant 1250Ω , valeur un peu supérieure, nous obtenons un rapport d’impédance qui va bien :
Z1/Z2 = 1250/50=25 d’où rapport du nombres de spires n1/n2 = 5
Dans un transformateur parfait l’impédance vue du primaire est
Z = Z2 * n*n = 50 * 25 = 1250Ω.
Le transformateur est fabriqué avec un tore ferrite large bande FT37-43 dont l’inductance L = 0,3uH*t*t , avec t = nombre de tours.
En prenant 4 tours au secondaire L2 = 0,3 * 4 * 4 = 4,8uH
ce qui donne au primaire avec 4 * 5 = 20 tours, L1 = 0,3 * 20 * 20 = 120uH.
Le rapport 15 tours 3 tours fonctionne aussi.
Le choix du nombre de tours n’est pas dû au hazard. Des valeurs L1 et L2 trop faibles, tout en respectant le rapport d’impédance, donnent à la fréquence de 10,24MHz une impédance vue du primaire trop faible. Au contraire plus les valeurs de L1 et L2 sont élevées, plus on s’approche de l’impédance souhaitée. Voir plus bas au chapitre modélisation du transformateur.
La figure 4 montre l’amplificateur en simulation, sa résistance de sortie au point X, du primaire du transformateur, et sa résistance d’entrée à 10.24MHz.
Ces courbes s’obtiennent avec la simulation AC, en choisissant pour l’axe vertical l’option Representation Bode Linear.
Graphe du haut: résistance de sortie = V(x)/Id(J2) + résistance de drain R5 (schéma figure 1) = 1234 + 100 = 1334Ω.
Graphe du bas: résistance d’entrée = V(in)/I(V2) = 3890Ω. Il faut noter que la résistance d’entrée diminue fortement avec la fréquence.

Figure 4: schéma de l’amplificateur – Résistance d’entrée et de sortie

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 5 montre le signal vgs = 1V p appliqué à l’entrée (graphe du bas), le courant de drain Id = 6mA pp (graphe du centre), la tension de sortie Vout = 1,5V pp (graphe du haut). On constate que gm = 3mA/V. Notre oscillateur devra fournir 2V pp.

Figure 5: tension d’entrée, courant de drain, tension de sortie

Oscillateur à BJT NPN 2N3904
Caractéristiques:

montage collecteur commun,
polarisation avec résistance de base,
oscillateur Colpitts Clapp à quartz,
décalage de fréquence par condensateur en série avec le quartz,
tension de sortie 2V pp.

Modélisation du quartz
1°) Subcircuit

Il est basé sur le modèle du quartz dont une description est donnée ici. Pour créer un subcircuit on se reportera à cet article.
Les paramètres du quartz utilisés ci-dessous ont été mesurés avec la méthode G3UUR sur le quartz réel n°2 de 10,240MHz (voir tableau de calcul, méthode G3UUR, disponible en téléchargement) lors de l’étude du Filtre à quartz.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\XTAL.asc
* XTAL - F8EOZ - V 09/10/2012 12:00
* XTAL 10.238400MHz SUBCIRCUIT
* CONNECTIONS: 1
*              | 2
*              | |
.SUBCKT XTAL   1 2  PARAMS: Lm=38.5mH Cm=6.25fF Rs=40 Co=3.5pF
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Rs = serial resistance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
Lm 1 N001 {Lm} Rser={Rs}
C1 N001 2 {Cm}
Co 1 2 {Co}
.ENDS

2°) Symbole

La création d’un symbole est expliquée dans cet article. La définition des attributs est différente. Les paramètres du quartz pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole. Ceci permet d’utiliser un seul symbole pour des quartz différents. La figure 6 ci-dessous montre exactement comment la fenêtre des attributs doit être remplie pour un fonctionnement correct. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut du quartz: Lm=38.5m Cm=6.5f Rs=40 Co=3.5pf qui pourront être modifiés lors de l’utilisation du symbole.
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xtal qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xtal.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XTAL.sub

Figure 6: attributs du symbole quartz

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 7 montre le modèle de simulation. Avec la résistance de base choisie la tension d’émetteur Ve = 2,4V. La figure 8 montre la forme du signal obtenu en sortie.

Figure 7: schéma de l’oscillateur

Figure 8: schéma de l’oscillateur – signal de sortie

Modélisation du transformateur
1°) Subcircuit

De la même manière que le quartz, j’ai créé un subcircuit pour le transformateur de sortie de l’amplificateur.
Les paramètres du transformateur sont:

L2 = inductance en uH du secondaire,
n = ratio nombre de spires du primaire / nombre de spires du secondaire.

L’inductance L1 est calculée.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\xfmr_p1_s1.asc
* xfmr_p1_s1 Transformer primary 1 secondary 1 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 31/10/2012 AT 10:00
* CONNECTIONS:     Primary 1
*                  | Primary 2
*                  | | 1 Secondary 3
*                  | | | 1 Secondary 4
*                  | | | |
*                  | | | |
.SUBCKT xfmr_p1_s1 1 2 3 4 PARAMS: L2=4.8u n=5
*--------------------------
* Transformer parameters:
* L2 = uHenries secondary inductance
* n =  turns ration between primary turns/ secondary turns
* Sample: L2 = 4.8uH, n=5, L1=120uH
*--------------------------
L1 2 1 {L2*n*n}
L2 4 3 {L2}
k L1 L2 1
.ENDS

2°) Symbole

De la même façon j’ai créé le symbole. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut qui pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole: L2=4.8uH n=5 .
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_p1_s1.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XFMR_p1_s1.sub .

6°) Analyse AC – bande passante du transformateur

La figure 9 montre le modèle de simulation et la mesure du paramètre S21 du quadripôle. Le générateur au primaire a une résistance de 1250Ω, le secondaire est chargé à 50Ω. Le test montre qu’à 10MHz l’atténuation = 0 dB. Le test montre que l’atténuation augmente fortement à cette fréquence quand l’inductance diminue.

Figure 9: bande passante du transformateur – paramètre S21

Télécharger les fichiers LTspice.

Réalisation
Circuit imprimé
La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5,6 x 2,4 cm. Pour tracer le circuit j’applique la même méthode, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée, je l’ enduis entièrement au gros feutre noir permanent. Ensuite, muni d’un réglet et d’une pointe à tracer je trace directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage: 2 rails de 4mm, situés de part et d’autre de 2 lignes de 8mm. Chaque rail sert de ligne de masse. Les 2 lignes du milieu sont divisées en 7 parties de 8mm. Nous obtenons ainsi 2×7 =14 îlots de 8x8mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués 6 grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn avec un minimum d’acide. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Photo 1: Circuit imprimé du BFO

Composants
Le circuit ainsi gravé est fin et précis. Il est bien adapté aux composants CMS ou SMD 0805 et 1206 que j’utilise maintenant presque exclusivement. Les condensateurs (schéma figure 1) C1, C2, C3 sont des NP0, C4 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le transformateur de sortie, calculée avec mini ring core calculator de DL5SWB est fait de 20 tours pour le primaire et de 4 tours pour le secondaire, de fil de Cu émaillé de 0,6 mm récupéré sur un ancien téléviseur, bobinés sur tore ferrite FT37-43 acheté chez kits and parts.

Test
Dispositif phase 1
Avant de passer à la soudure, le circuit a d’abord été monté entièrement avec des composants traversants sur platine de prototypage (breadboard). En effet, échaudé par la construction du VFO, j’ai préféré m’assurer que l’oscillateur oscillait et que l’amplificateur n’oscillait pas!

Dispositif phase 2
Chaque rail du circuit est soudé à la carte mère qui, en procurant un bon plan de masse, le tient fermement.
Résistance de charge connectée en sortie du BFO = 50Ω.

Résultat
Oscilloscope, échelle Y=50mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.
La photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 1.5V p-p soit 0.53V rms ou encore 7.5dBm sur 50Ω et F ≈ 10MHz.

Photo 2: Signal de sortie du BFO

Références
Electronique de puissance – Transistor à effet de champ à jonction (JFET) – F6CSX Joël Redoutey
Radiocommunications – Oscillateurs RF – F6CSX Joël Redoutey
Indian Institute of Technology – Field Effect Transistors
MIT – Massachusetts Institute of Technology – JFET amplifier configurations
JFET biasing tutorial by W7ZOI

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur post-mélangeur

admin — Fri, 14 Sep 2012 16:53:15 +0000

Avec cet article commence la réalisation de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire obtenu à la sortie du mélangeur. Elle doit éliminer les harmoniques, amplifier le signal sur une bande étroite fixée généralement à 500Hz pour le mode de transmission CW.
La chaîne comprend:

l’amplificateur post-mélangeur,
le filtre à quartz,
l’amplificateur de fréquence intermédiaire.

L’amplificateur post-mélangeur, de configuration base commune, fournit une charge constante de 50Ω à la sortie du mélangeur. Il isole fortement des variations d’impédance, le mélangeur, du filtre à quartz.
Il est suivi d’un réseau d’adaptation d’impédance pour adapter la sortie de l’amplificateur à l’entrée du filtre à quartz. Je vais étudier ces 2 parties séparément.

Caractéristiques de la configuration base commune
Parallèlement au développement du transceiver, je continue mon exploration de LTSpice, génial outil de simulation. La figure 1, ci-dessous, montre le transistor en configuration base commune.

Figure 1: Transistor BJT en configuration base commune

En l’observant, on constate que le signal d’entrée porte la totalité du courant émetteur du transistor. Or nous savons que:

le courant émetteur est le plus grand des 3 courants du transistor,
l’intensité du courant collecteur est ≈ intensité du courant émetteur,
le courant de base étant le plus petit.

On en déduit sans peine qu’il atténue le courant et donc que le gain en courant est légèrement < 1.
Qu’en est-il de la tension? La simulation en mode DC analysis nous apporte la réponse. En faisant varier la tension d’entrée de 0,4V à 1,4V on constate que la tension de sortie croît d’une valeur presque nulle (cutoff) pour devenir plate à 15V environ. Avec les résistances utilisées 50Ω en entrée et 1k5Ω en sortie, la partie linéaire se situe entre 800mV et 1,2V en entrée qui se traduit en sortie par une variation de tension sur la charge de 3,8V à 14,4V. Logique, puisque la tension ne peut croître avant que la jonction base-émetteur atteigne 0,7V et ne croît plus à saturation.
Le rapport ΔVsortie/ΔVentrée représente le gain en tension
Av = 10,6V/400mV = 26,5 ou Adb = 20 log 26,5 = 28.5.
Conclusion: le transistor en base commune transfère presque intégralement le courant de l’entrée sur la sortie, d’une charge faible sur une charge beaucoup plus grande.

Amplificateur
J’ai repris le schéma du 2n2/30 de Jim Kortge, K8IQY, que j’ai adapté à mon impédance de sortie. La particularité du circuit est que la tension de base est obtenue en plaçant 2 diodes en série. Au point de repos Vb=1,3V Vc=13,2V Ve=520mV Ic=11mA.

Figure 2: schéma de l’amplificateur post-mélangeur

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Simulation dans le domaine du temps
Pour ce faire, appliquons à l’entrée un signal sinusoïdal F=10,240MHz et Vpeak=30mV. La figure 3 ci-dessous montre le signal à l’entrée, le signal sur l’émetteur, le signal sur le collecteur et enfin le signal à la sortie.

Figure 3: simulation Transiant analysis

Télécharger les fichiers de simulation.

Simulation: paramètres S
L’analyse AC, figure 4, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Le gain en puissance attendu quand l’impédance est adaptée est exprimé par le paramètre S21 = 8dB.

Figure 4: Simulation AC

Télécharger les fichiers de simulation.

Adaptation d’impédance
A la sortie de l’amplificateur un réseau LC adapte l’impédance de sortie de 1,3KΩ de l’amplificateur au 75Ω de l’impédance d’entrée du filtre à quartz. Pour connaître la valeur de l’impédance d’entrée du filtre j’ai anticipé son étude qui sera décrite dans l’article suivant.

Calcul de la puissance maximum reçue par la charge

Figure 5: Générateur d’impédance Z0 chargé par Z1

La charge complexe est branchée aux bornes de la source de tension E d’impédance interne . Il vient alors le courant:

et
La puissance utile reçue par
On dit qu’il y a adaptation lorsque l’impédance de charge est conjuguée de l’impédance de source

Dans ce cas et
On en déduit la puissance maximum reçue par

Calcul du réseau LC
Le principe de l’adaptation d’impédance est expliqué dans l’excellent document de F6CSX, joël Redoutey. Pour le détail des formules reportez vous au document cité en références en fin d’article.
La figure 6 ci-dessous représente le réseau d’adaptation d’impédance selon le modèle décrit par F6CSX.

Figure 6: Réseau d’adaptation d’impédance

Données et hypothèses
Rp = résistance de sortie de l’amplificateur base commune,
Rs = résistance d’entrée de l’étage suivant,
Rp > Rs,
Rp = nRs et n > 1,
les condensateurs de liaison ont une impédance telle qu’à la fréquence de fonctionnement, leur impédance est négligeable, Rp et Rs sont des résistances pures.

Impédance vue de Rp
Aprés développement,

Rp est une résistance pure partie imaginaire = 0

(1)

Impédance vue de Rs
Aprés développement,

Rs est une résistance pure partie imaginaire = 0

(2)
(3)

Calcul de Xp
De (2) il vient,

(4)
(5) avec n = Rp/Rs et n > 1

Calcul de Xs
Em multipliant (1) par (3) il vient,

(6)
(7) avec n = Rp/Rs et n > 1

Facteur de qualité
Branche //: Qp = Rp/Xp (capacitive)
Branche série: Qs = Xs/Rs (inductive)
De (6) il vient,
(Xp et Xs sont de signes opposés)

De (5) et (7) il vient,

(8) avec n = Rp/Rs et n > 1

Application
Rp = 1300Ω
Rs = 75Ω
n = 1300/75 = 17
Qs = Qp = 4
Xp = Rp/Qp = 1300/4 = 325Ω d’où condensateur Cp = 47pF
Xs = Qs.Rs = 4*75 = 300Ω d’où inductance Ls = 4,7uH
Dans ce cas, le réseau LC est un filtre passe-bas.

Simulation
Pour l’adaptateur d’impédance, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 2 paramètres :
LIMN_Cp = valeur du condendateur,
LIMN_Ls = valeur de l’inductance.
Il suffit de modifier ces valeurs en appliquant les formules indiquées en commentaire, pour obtenir un autre adaptateur.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20PostMixAmp\ltc\LIMN1k3_75_10M24.asc
* LIMN1k3_75_10M24 L Impedance Matching Network SUBCIRCUIT
* CREATED ON 15/08/2012 AT 12:15
* Z Output = 1k3 -> 75
* n=1300/75=17
* Q=+-sqrt(17-1)=+-4
* Xc=1300/4=325 à F=10.24M C =48p
* Xl=75*4=300 F=10.24M L =4.7u
* Put a Cx//Cp for accurate value
* CONNECTIONS:           Input
*                        |  Input GND
*                        |  |      Output
*                        |  |      |
*                        |  |      |
*                        |  |      |
.SUBCKT LIMN1k3_75_10M24 In In_gnd Out PARAMS: LIMN_Cp=47p LIMN_Ls=4.7µ
L1 In Out {LIMN_Ls}
C2 In In_gnd {LIMN_Cp}
.ends

Ce fichier LIMN1k3_75_10M24.lib est enregistré dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 7, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Les courbes S11 et S22 se superposent. S21 montre une atténuation nulle vers 10,24MHz.

Figure 7: Simulation AC

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,2 x 2,1 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage 3 lignes de 7mm x 6 colonnes de 7mm directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, pour empêcher l’oxydation du cuivre, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud.

Composants
De nombreux composants CMS sont disponibles maintenant sur Ebay. J’ai donc utilisé pour ce circuit une majorité de composants CMS 1206 et 0805 que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm.

Photo 1: circuit imprimé de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Test
Mesure des tensions continues
Vcc = 13,8V
Vb = 1,28V
Ve = 0,55V
Vc = 13,06V
Ces valeurs sont conformes à la simulation.

Dispositif
Le circuit est relié à la sortie du mélangeur par un condensateur céramique de 100nF.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie de l’amplificateur = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.

Résultat
Un mesure rapide de la tension de sortie avec la sonde HF construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe donne:
Vout = 222mV rms.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=20mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 270mV rms et F ≈ 10MHz. On remarque que le signal est chargé d’harmoniques.

Photo 2: signal de sortie de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
Radiocommunications – Adaptation d’impédance – F6CSX Joël Redoutey – 2009
The 2N2/30 Designed by: Jim Kortge, K8IQY

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Transceiver CW 20 m

admin — Tue, 27 Mar 2012 18:27:50 +0000

Cet article est le premier d’une série qui relate la réalisation de mon premier transceiver. Voilà plusieurs semaines que, sur internet, je consulte l’abondante documentation sur ce sujet. Plusieurs articles ont attirés mon attention, et serviront de base à mon projet, notamment:

- Mixed Form LC Bandpass Filter, Mixed Form LC Bandpass Filter de W7ZOI,
- Un transceiver 14 Mhz simple de F6FEO,
- 2N2/20 – a 20 Meter, Discrete Component CW de K8IQY,
- 7MHzCW-transceiver with super narrow filter de JF1OZL,
- le site BINGO de F6BCU.

Il s’agit pour moi de commencer par un appareil simple, à la technique éprouvée et de mettre en oeuvre les techniques de conception, de simulation, de test, à l’aide des outils disponibles sur le net.

Caractéristiques du projet:
- système de conversion superhétérodyne,
- mode de transmission: analogique CW,
- faible puissance : QRP < 5 W,
- bande de fréquence : une seule 20 m ( 14 MHz).

Bien que le récepteur et l’émetteur aient des parties communes, je décide d’étudier le projet partie par partie: d’abord le récepteur, puis l’émetteur.

Schéma fonctionnel du récepteur

C’est le schéma classique du récepteur à changement de fréquence. Le diagramme est tracé avec l’open source DIA, mon éditeur de diagramme structurel préféré.

Télécharger le fichier DIA du schéma fonctionnel.

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