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Transceiver CW 20 m – Amplificateur de puissance RF power amplifier

admin — Fri, 22 Nov 2013 15:22:02 +0000

Vita brevis, ars longa. L’année s’achève déjà. J’arrive au dernier étage de mon transceiver. Je me suis orienté a priori vers l’utilisation des transistors de commutation MOSFET qui sont utilisés en commutation rapide de haute puissance. Le modèle IRF510, l’un des plus utilisés en QRP, est disponible pour moins de 1 euro. Pour quelques euros il est possible de se construire un PA QRP. Le net foisonne d’exemples d’ amplificateur de puissance RF. En reproduire un serait certes un bon exercice de soudure mais me laisserait sur ma faim. Je veux en savoir un peu plus sur ces composants et faire ma propre expérience.

Un excellent document de NA5N, Paul Harden, traite des amplificateurs MOSFET en classe C,D,E et F. Il m’a servi de guide principal pour réaliser cet article. Au préalable, un peu de théorie très utile avec les documents de Joël Redoutey F6CSX et Philippe Roux.

1. Cahier des charges:

un seul transistor MOSFET IRF510,
QRP, 2W à 5W,
filtre passe-bande séparé.

2. Caractéristiques du MOSFET IRF510

Le transistor IRF510 est du type canal N à enrichissement. C’est un dispositif qui contrôle un courant au moyen d’un tension. Autrement dit, l’intensité du courant de drain dépendra de la tension de grille-source.

Il faut lui appliquer une certaine tension Vgs positive pour obtenir un courant de drain Id significatif. Tant que la tension de commande n’atteint pas ce seuil Vt, le courant de drain reste quasiment nul. Au delà de la tension de seui Vt, le courant de drain Id suit approximativement de manière linéaire la tension grille-source Vgs. Au delà d’une valeur de saturation Vdsat le courant de drain n’augmente plus.

Il s’agit d’obtenir un fonctionnement correct et optimal de l’amplificateur. La puissance demandée à l’amplificateur entraîne un échauffement du composant. Un choix approximatif du point de fonctionnement entraînera son claquage ou une déformation du signal.

Tracer les courbes caractéristiques permet de faire connaissance avec notre transistor.

2.1. Caractéristique de sortie

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Id = f(Vds)|Vgs paramètre.

Figure 1: IRF510 – Caractéristique de sortie

La figure 2 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 4,5V à 8V au pas de 0,5V. La tension Vds varie de 0 à 14V au pas de 1V. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 2: IRF510 – Graphe de la caractéristique de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.2. Caractéristique de transfert

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de transfert Id = f(Vgs)|Vds constant.

Figure 3: IRF510 – Caractéristique de transfert

La figure 4 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 3V à 8V au pas de 1V. La tension Vds = 13.8V est constante. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 4: IRF510 – Graphe de la caractéristique de transfert

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.3. Analyse

La puissance commandée est remarquable, avec une tension Vgs = 6V et une tension Vds=12V nous avons un courant de drain-source de 4A, ce qui donne une puissance de 12 x 4 = 48W au delà de la limite thermique de 45W indiquée dans la datasheet. Dans cette région notre composant ne survivrait pas.

La région linéaire est courte.

La tension de seuil Vt ≈ 3,8V.

La transconductance g = ΔId/ΔVg ≈ 1 à 2A/V.

3. Analyse en régime continu

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 5: PA – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(in):    0            voltage
V(a):     3.7          voltage
V(out):   6.9e-017     voltage
V(vgate): 3.7          voltage
V(d):     13.8         voltage
V(g):     3.7          voltage
V(vdd):   13.8         voltage
I(C11):   6.486e-016   device_current
I(C9):    1.38e-018    device_current
I(C7):    1.63947e-038 device_current
I(C6):    1.518e-038   device_current
I(C4):    3.03606e-038 device_current
I(C10):  -1.38e-018    device_current
I(C8):    1.38e-018    device_current
I(C5):    6.486e-016   device_current
I(C3):    3.7e-017     device_current
I(C2):    3.7e-019     device_current
I(C1):    3.7e-019     device_current
I(L5):    4.44089e-011 device_current
I(L4):    1.38e-018    device_current
I(L3):   -1.38e-018    device_current
I(L2):   -1.38e-018    device_current
I(L1):   -4.46143e-011 device_current
I(R3):   -0.00037      device_current
I(R2):    4.44089e-017 device_current
I(R1):   -4.7581e-017  device_current
I(Rload): 1.38e-018    device_current
I(V3):   -0.00037      device_current
I(V1):   -4.36557e-011 device_current
I(V2):    3.7e-019     device_current
Id(M1):   1.19247e-010 device_current
Ig(M1):  -8.84454e-011 device_current
Is(M1):  -3.0802e-011  device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

le courant Ig est nul,
le courant Id est nul,
le transistor est polarisé à la limite du seuil de conduction.

Figure 6: PA en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4. Analyse en régime variable

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue Vdd en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu est relié au drain. Le rapport de transformation n = 1:2 et le rapport d’impédance 1:4.

Figure 7: PA – En régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4.1. Graphe des tensions et courants

Le schéma figure 8 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 8: PA – Simulation LTspice en régime variable

La figure 9 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’entrée Vin = 4Vpp à 14MHz. Cette tension est la tension réelle mesurée qui est fourni par le driver décrit dans l’article précédent. La tension de grille Vg = 3,7V règle le transistor au seuil de conduction. Le graphe vert représente la courbe de variation de la puissance instantanée p = u * i dans la charge résistive pure de 50 Ω. Le courant et la tension sont en phase. L’amplitude de la tension de sortie Vout = 12V. L’amplitude du courant dans la charge IRload = 0.21A. Le wattmètre indiquerait environ (12/√2).(0.21/√2) = 1,25W = 2,5W/2.

Figure 9: PA – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5. Réalisation

5.1. Schéma

La figure 10 ci-dessous montre le schéma du PA avec le filtre de sortie. La tension de grille est obtenue avec un régulateur 5V et une résistance ajustable qui permet de prélever une fraction de cette tension.

Figure 10: Schéma du PA avec son filtre

Télécharger les fichiers Kicad.

5.2. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-2 T50-6 FT50-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateur L1 et L2
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Deux fils de 20 cm torsadés à raison d’une torsion par cm. Répartir uniformément les spires. Très important, la sortie d’une bobine est reliée à l’entrée de l’autre. On comprend mieux en se reportant au schéma simplifié (analyse en régime variable) ci-dessus, les 2 bobines sont ainsi branchées en série et le courant circule dans le même sens.

Filtre L3 et L4
Il est réalisé avec 20cm de fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Répartir uniformément les spires.

Transformateur L5
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,3 mm récupéré dans le culot d’une lampe fluorescente. Le culot de ces lampes contient quelques composants dont le précieux bobinage. Vous pouvez en savoir plus ici ou là. Attention au démontage, ne pas briser le tube de verre, certaines contiennent du mercure. Le bobinage est maintenu à l’aide d’une bande autocollante récupérée sur un tore d’une alimentation de PC.

5.3. Charge fictive (antenne fictive)

J’ai soudé en parallèle 10 vintage résistances au carbone non inductive de 470Ω 2W.

5.4. Circuit imprimé

Le PA est câblé sur une plaque d’époxy de 53x53mm. Le filtre est câblé sur une plaque de 53x20mm. Les plaques sont enduites entièrement et copieusement au feutre noir BIC Marking ONYX permanent. Les îlots sont tracés avec une pointe à tracer. Après gravure au perchlorure de fer et nettoyage, le circuit est étamé avec de la pâte à étamer Castotin sp 5423 acheté dans un magasin de bricolage. La pâte est étalée à l’aide d’un pinceau sur le circuit. Inutile d’en mettre beaucoup. Elle est chauffée avec un décapeur thermique. Ne pas chauffer trop longtemps. Dès que le circuit est couvert, arrêter. La photo 1 ci-dessous, montre le résultat obtenu. On remarque que la finesse du tracé permet de souder les minuscules composants CMS 0805 et 1206 entre chaque îlot. On note aussi la différence d’étamage avec les premiers circuits du DRIVER et du MIXER étamés avec de la soudure au fer chaud. Le transistor IRF510 est fixé sur un radiateur de bonne taille. La dissipation thermique peut lui sauver la vie! Le bloc est placé à côté du DRIVER et de l’antenne. La ligne Vdd est reliée à l’alimentation 13,8V, l’entrée du PA est reliée et la sortie du DRIVER, la sortie du PA est reliée au filtre, la sortie du filtre est reliée pour l’instant à une charge fictive de 50Ω.

Photo 1: Circuit imprimé du PA

6. Test

6.1. Mesure des tensions continues smoke test

Avant câblage du transistor IRF510, le circuit est mis sous tension pour régler la tension de seuil à 2,5V. Pour ce faire, la résistance ajustable est placée à mi-course. Pour l’instant ce réglage n’est pas modifié. Après mise hors tension, le transistor est ensuite câblé. Mettre sous tension. Vérifier les tensions grille Vg=2.5V et drain Vd=13.8V.

6.2. Dispositif

La sortie du filtre est connectée uniquement à la charge fictive de 50Ω.
Tension Vg=2.5V. Compte tenu de la dispersion des caractéristiques de l’IRF510 je me tiens pour l’instant à cette valeur.

6.3. Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Multimètre numérique VICHY 9808 10MΩ.
Sonde HF maison pour le multimètre, construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe.
Fréquencemètre à microcontrôleur PIC maison.

6.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 3.8 Vpp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.

Photo 2: PA- Signal d’entrée provenant du DRIVER

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie sur la charge fictive de 50Ω, Vout ≈ 29 Vpp. L’amplitude de Vout=29/2=14.5V. La mesure effectuée avec ma sonde HF sur le multimètre indique Vout ≈ 12,7VRMS valeur un peu supérieure.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.
Le wattmètre devrait indiquer une puissance de (14,5*14,5)/(50*2) ≈ 2 W. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10 x log P avec P en milliwatt. Avec la puissance mesurée, il vient 10 log 2000 = 33dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB. Je garde pour l’instant cette valeur.

Photo 3: PA- Signal de sortie sur la charge fictive

Références
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 1
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 2
Radiocommunications – Amplificateurs RF de puissance – F6CSX Joël Redoutey
LES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP MOS – F6CSX Joël Redoutey
TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP DE TYPE MOS – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur IF CASCODE

admin — Thu, 13 Dec 2012 17:03:54 +0000

Voilà un bon sujet d’étude ! Le montage cascode. Quelques composants courants. La réputation d’un bon comportement en HF. De quoi aiguiser ma curiosité ! Pour la petite histoire, le mot cascode provient du montage à tubes électroniques. Il est la contraction du montage en cascade d’un tube cathode à la masse et d’un tube grille à la masse.

1. Principales propriétés:

2 transistors BJT, l’un en émetteur commun, l’autre, en cascade, en base commune,
haute impédance d’entrée,
haut gain en tension,
large bande passante due à la diminution de l’effet des capacités parasites (effet Miller).

2. Cahier des charges :

amplificateur sélectif à bande étroite accordé sur la fréquence de 10,24 MHz,
gain en tension maximum attendu 35dB,
pas d’ AGC, commande manuel du gain par potentiomètre,
2 transistors courants 2N3904.

3. Méthode d’analyse
Je procède en 2 étapes, du simple au plus compliqué. Dans la première, je conçois le circuit fixe sans commande de gain. Dans la seconde j’ intègre la fonction de commande de gain.

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit à obtenir. Pour approfondir les techniques de polarisation du montage cascode, on se reportera utilement au document de Philippe Roux et à celui de Kenneth R. Laker, cités en référence.

Figure 1: Amplificateur IF CASCODE

Télécharger les fichiers Kicad.

4. Hypothèses de départ:

courant de collecteur Ic = 10mA, choisi arbitrairement avec l’intention de l’ajuster lors de la simulation, si nécessaire,
1 résistance d’émetteur Re = 220 Ω de rétroaction stabilise le point de repos de la base et une résistance de collecteur Rc = 100 Ω stabilise la tension de repos du collecteur, ces valeurs sont choisies arbitrairement pour assurer la stabilité thermique du circuit sans trop dégrader le gain,
polarisation par pont de base, je pense qu’il est judicieux de prévoir un pont de base pour Q1 et un autre pour Q2, comme Q1 fixe le courant Ic, la polarisation de Q1 sera rendu variable pour obtenir la commande du gain, le pont de base de Q2 restera fixe,
gain β=300, le gain indiqué ici est celui du modèle SPICE utilisé, en pratique ceux que j’utilise ont un gain de 150 mesuré au multimètre, la résistance d’émetteur gommera la dispersion de ce paramètre,
résistance de sortie 50 Ω,
la tension Vcc = 13,8 V est la tension d’alimentation.

5. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 montre le circuit en régime continu. La bobine du transformateur est un court-circuit avec une résistance = 0,5 Ω (mesurée au multimètre) très faible, négligeable. Les condensateurs de découplage sont des circuits ouverts.
Tension collecteur émetteur : 2Vce = Vcc – Ic(Rc + Re) = 13,8 – 10(0,100 + 0,220) = 10,6 V.
Vce = 10,6/2 = 5,3 V.

5.1. Le transistor Q1 en émetteur commun

Il impose le courant Ic.
Tension de base: Vb1 = IcRe + Vbe = 10 . 0,220 + 0,7 = 2,9 V
Courant de base Ib1 = Ic/β = 10/300 = 33 uA
Dans le pont de pont de base on choisit habituellement un courant Ip1 = 10Ib1 < Ip1 < 20Ib1 soit Ip1 = 330 uA < Ip1 < 660 uA, par exemple 500 uA.
Dans les calculs suivants, les valeurs obtenues sont ajustées aux valeurs standards des composants.
R1 est traversée par le courant Ip1+Ib1 = (13,8 – 2,9)/0,533 d’où R1 = 20 K
R2 est traversée par le courant Ip1 = 2,9/0,500 = 5,6 K. Ces 2 résistances seront ensuite modifiées pour la commande de gain manuelle.

5.2. Le transistor Q2 en base commune

Ic2 = Ic1
Ib2 = Ib1
Tension de base: Vb2 = IcRe + Vce1 + Vbe = 10 . 0,220 + 5,3 + 0,7 = 8,2 V
R3 est traversée par le courant Ip2+Ib2 = (13,8 – 10 . 0,100 – 8,2)/0,533 d’où R1 = 8,2 K
R4 est traversée par le courant Ip2 = 8,2/0,500 = 16 K.

5.3. Simulation LTspice en régime continu

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation. R2 est en série avec la résistance Rgain qui permettra de commander le gain. Pour l’instant celle-ci est neutralisée en lui donnant une valeur négligeable Rgain=1 fΩ. Il n’est pas possible de lui donner une valeur nulle. LTspice refuse.

Figure 3: Simulation en régime continu

Les valeurs obtenues ci-dessous, sont très proches des valeurs calculées lors de l’analyse.

V(vcc):          13.8            voltage
V(c2):           12.7289         voltage
V(b2):           8.26864         voltage
V(c1):           7.55348         voltage
V(b):            12.768          voltage
V(e1):           2.16377         voltage
V(b1):           2.87897         voltage
Ic(Q1):          0.00980336      device_current
Ib(Q1):          3.19496e-005    device_current
Ie(Q1):          -0.00983531     device_current
Ic(Q2):          0.00977145      device_current
Ib(Q2):          3.191e-005      device_current
Ie(Q2):          -0.00980336     device_current
I(R1):           0.000546051     device_current
I(R2):           0.000514102     device_current
I(Re):           0.00983531      device_current
I(R3):           0.0005487       device_current
I(R4):           0.00051679      device_current
I(R5):           0.0103202       device_current
I(Rgain):        0.000514102     device_current

Télécharger les fichiers de simulation.

6. Analyse en régime variable

6.1. Le transformateur de sortie T1

L’amplificateur est chargé avec le transformateur sélectif T1. J’ai utilisé un tore T50-6 que j’avais en stock acheté chez kits and parts. Ses caractéristiques sont adaptées à cet usage:

Optimum Resonant Circuit Range for highest Q and lowest core loss : 3 MHz – 40 MHz
AL = 4 nH/tour².

Le primaire est un circuit accordé sur la fréquence intermédiaire IF=10,24MHz. En choisissant 45 tours on obtient l’inductance primaire
L1 = 0,004*45*45 = 8,1 uH.
A la résonance XL = XC et Lω = 1/Cω
d’où C= 1/Lω² = 1 / 8,1.10^-6 * (2. π.10,24.10⁶)² = 30 pF. Ces valeurs me conviennent bien. Ce condensateur sera formé d’un fixe de 10 pF en parallèle avec un ajustable de 30 pF.

Le secondaire est obtenu simplement avec le rapport de transformation n = 5, soit 45/5=9 tours ce qui donne L2 = 8,1/5*5 = 0,324 uH. Le secondaire est chargé d’un diviseur capacitif adaptant la sortie à 50 Ω.
Si vous n’aimez pas ces calculs, utilisez mini tore calculateur.

6.2. Courbe de réponse en fréquences du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre la courbe obtenue avec les options suivantes:

simulation AC,
générateur d’entrée V2: AC Amplitude = 1 V,
accord de L1, capacité Cx=24 pF,
charge de L2, capacité Cy=100 pF, Cz=560 pF,
Rload=50 Ω.

Figure 4: Courbe de réponse en fréquences

Résultat:

fréquence f0 = 10,2466 MHz,
gain = 44 dB,
fréquences de coupure à -3dB, f1 = 10,189 MHz, f2 = 10,315 MHz,
bande passante Δf = 126 KHz,
coefficient de qualité Q = f0/Δf = 81.

Avec des composants réels les résultats seront inférieurs. Mais cela donne une bonne idée du fonctionnement du circuit.

Télécharger les fichiers de simulation.

6.3. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre les signaux obtenus avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 400us, Maximum Timestep 2.0ns
générateur d’entrée V2: SINE(0 0.1mV 10.240Meg)
autres paramètres inchangés.

Figure 5: Graphe des tensions et courants

Résultat:

tension du générateur d’entrée V(in) = 0,100 mVp,
tension d’entrée V(b1) = 0,050 mVp,
caractéristique d’entrée de Q1, ΔIb(Q1) = 0,9 uApp, ΔVbe(Q1) = 100 uVpp,
caractéristique de sortie de Q2, ΔIc(Q2) = 180 uApp, ΔVce(Q2) = 1,2 Vpp,
tension de sortie V(out) = 16 mVp,
amplification en tension = 160, gain = 44 dB.

Limite
Des essais ont été faits avec différentes valeurs de la tension d’entrée. Le signal de sortie est déformé a partir de 1 mVp délivré par le générateur d’entrée.

Télécharger les fichiers de simulation.

6. Commande manuelle de gain

6.1. Dispositif

J’ai choisi de disposer dans le circuit de polarisation de base, un potentiomètre monté en résistance variable, shunté en régime variable par un condensateur (voir schéma 1). La résistance talon R2 = 2 K en série avec le potentiomètre, assure le maintien de la résistance d’entrée.

6.2. Calcul

Pour avoir une grande latitude de réglage, j’ai opté pour un potentiomètre de 27 K qui, ajouté en série à la résistance fixe R2, donne une résistance totale de 29 K. En reprenant les éléments du point 5.1, je peux maintenant recalculer la nouvelle valeur de Ip1 et de R1.
Ip1 = 2,9 V/ 29K = 100 uA. Dans R1 circule Ip1 + le courant de base, d’où R1 = 10,9/0,133 = 82K.

6.3. Simulation LTspice en régime continu

Il s’agit de vérifier que le point de repos du circuit n’ a pas changé de manière significative. Ce que montre le tableau ci-dessous comparé à celui du point 5.3.

V(vcc):     13.8             voltage
V(c2):      12.7143          voltage
V(b2):      8.2568           voltage
V(c1):      7.54123          voltage
V(b):       12.7539          voltage
V(e1):      2.19494          voltage
V(b1):      2.91055          voltage
Ic(Q1):     0.00994455       device_current
Ib(Q1):     3.24343e-005     device_current
Ie(Q1):     -0.00997699      device_current
Ic(Q2):     0.00991217       device_current
Ib(Q2):     3.23811e-005     device_current
Ie(Q2):     -0.00994455      device_current

6.4. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre les signaux obtenus en faisant varier le potentiomètre de gain avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 400us, Maximum Timestep 2.0ns
générateur d’entrée V2: SINE(0 1mV 10.240Meg)
.STEP PARAM m 0.10 0.90 0.1
potentiomètre Rgain = m * 27K
autres paramètres inchangés.

La figure montre les signaux relevé pour m = 0.1, 0.5, 0.8

Figure 6: Graphe des tensions et courants

La figure 7 ci-dessous, montre le déplacement du point de repos avec la variation du potentiomètre de gain. La variation du gain ne suit pas linéairement la variation du potentiomètre. Pour m=0.1 le gain en tension G =20 dB, pour m = 0.5 G = 41,5 dB, pour m = 1 G = 44 dB.

Figure 7: Déplacement du point de repos en fonction du potentiomètre

Télécharger les fichiers de simulation.

7. Réalisation

7.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 64 x 24 mm. Pour tracer le circuit j’applique la même méthode que celle utilisée pour les circuits précédents, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée, je l’ enduis entièrement au gros feutre noir permanent. Ensuite, muni d’un réglet et d’une pointe à tracer je trace directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage: 3 lignes de 8mm, 8 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×8 =24 îlots de 8x8mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués 6 grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn avec un minimum d’acide. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Photo 1: Circuit imprimé de l’amplificateur IF CASCODE

7.2. Composants

Le circuit ainsi gravé est fin et précis. Il est bien adapté aux composants CMS ou SMD 0805 et 1206 que j’utilise maintenant presque exclusivement. Le condensateur C4 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le transformateur de sortie, calculée avec mini ring core calculator de DL5SWB est fait de 45 tours pour le primaire et de 9 tours pour le secondaire bobinés sur le primaire dans le même sens, de fil de Cu émaillé de 0,3 mm récupéré sur un ancien BCL. Les spires doivent être réparties sur tout le tore.

8. Test

8.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

8.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du filtre à quartz.
Générateur HF maison fournissant 0.5 mVp à F = 14.1 MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Résistance de charge connectée en sortie de l’amplificateur = 50 ohms.

8.3. Résultat

Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 40 mV pp et F ≈ 10MHz.

Photo 2: Signal de sortie de l’amplificateur IF CASCODE

Références
CONCEPTION D’UN AMPLIFICATEUR SELECTIF « CASCODE » – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
High Frequency BJT Model Cascode BJT Amplifier – Kenneth R. Laker – UPenn

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Filtre passe bande 14 MHz

admin — Wed, 28 Mar 2012 17:43:00 +0000

Pour réaliser ce filtre, je me suis appuyé sur la note technique Transformer Coupled LC Bandpass Filters de W7ZOI.

Je suis parti du matériel dont je disposais:

- tores T50-6 achetés chez Kits and Parts W8DIZ,
- fil de cuivre émaillé de 7/10 mm récupéré sur un bobinage de TV.

Sur son site, W8DIZ indique les caractéristiques des tores. Le matériau 6 est bien adapté de 3 MHz à 40 MHz.

Calcul
Ci-dessous le schéma du filtre:

J’ai d’abord utilisé mini tore calculateur de DL5SWB pour déterminer les valeurs possibles du circuit résonnant LC à la fréquence F = 14 MHz. Je me suis fixé L = 0.5 uH. A cette fréquence F, avec cette valeur de L, il faut une capacité C = 250 pF. L2 = L3 sont obtenues en bobinant 11 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur un tore T50-6. L1 = L4 sont obtenues en bobinant 2 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur respectivement, L2 et L3 côté masse.

Les calculs sont faits à partir des formules de W7ZOI avec L = L2 = L3:

Fréquence F = 14 MHz
Pulsation w = 2. π . F
Nodal capacitance C0 = 1 / w² . L
Butterworth shape k = 1 / √ 2 et q = √ 2
Bandwidth B = 0,6 MHz
C12 = C0 . k . B / F
CT = C0 – C12
d’ où C12 = 7,8 pF et CT = 250 pF
Qu =unloaded Q
Rp = résistance équivalente en parallèle.

Ne pouvant mesurer le facteur Qu de L, avec ces valeurs j’ai supposé que Qu ne pouvait être < 200.

Qend = q . F . Qu /( B . Qu – q .F)
Rp = Qend . w . L
d’ où Qend = 40 et Rp = 1737 Ohms

Le rapport du nombre de spires du couplage pour obtenir 50 Ohms est n² = 1737 / 50 = 34,74
soit n = 5,89, d’où nombre de spires pour le couplage = 11 / 5,89 = 2 tours.

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Elle est réalisée avec l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Voici le diagramme de Bode obtenu:

Voici les valeurs calculées:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(-0.0412774dB,0°) FROM 1e+007 TO 3e+007
flo3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.37784e+007
ampflo3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.37784e+007
fhi3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.43182e+007
ampfhi3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.43182e+007
(1) bw3db=539854 FROM 1.37784e+007 TO 1.43182e+007
(2) fcenter: mag(v(out))=(-0.0475675dB,0°) at 1.40483e+007
imagelo: mag(v(out))=(-31.701dB,180°) at -5.95168e+006
imagehi: mag(v(out))=(-60.9751dB,0°) at 3.40483e+007
(3) ref1: mag(v(out))=(-56.6812dB,0°) at 2.8e+007
(4) ref2: mag(v(out))=(-50.7083dB,180°) at 7e+006

Notes:
(1) bande passante à – 3dB = 0.540MHz de 13,778 MHz à 14,318 MHz
(2) fréquence centrale F0 = 14,048 MHz
(3) réjection de la fréquence image si low side injection = -56,58 dB
(4) réjection de la fréquence image si high side injection = -50,71 dB

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 6 x 3 cm. La gravure est simple: 4 x 2 = 8 îlots identiques. Je fabrique ces plaques d’avance en différents formats. Ces plaques seront ensuite soudées au moyen du fil de masse sur une plaque d’époxy cuivrée qui servira de support à toutes les cartes. Ceci rend modulaire le montage, chaque étage pouvant être remplacé. L’image ci-dessous montre le circuit équipé de résistances en entrée et en sortie pour le test. Finalement après tests C12 = 5 + 2 pf et CT = 100 + 82 + 15 pf (ajustable).

Test
Pour tester le circuit, j’ai construit un petit générateur HF. Voici le circuit de test:

Pour tracer la bande passante du filtre, à l’aide de l’oscilloscope, j’ai mesuré la tension Vin à l’entrée du filtre et Vout à la sortie du filtre à différentes fréquences. Pour chaque point j’ai calculé le Gain = 20 log Vout/Vin quand le circuit est adapté en impédance (Zin = Zout).
Le graphique a été tracé avec l’open source GRAPH qui permet de tracer rapidement un graphique à partir d’une série de points relevés et enregistrés dans un fichier csv. Les points ont été relevés tous les 0.100 MHz de 13,500 MHz à 15,100 MHz et la fréquence mesurée avec mon fréquencemètre. Le tracé de la courbe est obtenu par interpolation spline cubique. Cela est effectué simplement dans le menu Editer une série de points, en sélectionnant dans l’onglet Marqueurs, l’interpolation Splines cubiques. La courbe obtenue montre que la bande passante à -3db se situe de 13,950 MHz à 14,550 soit une largeur de bande de 0,600 MHz. L’atténuation minimum se situe autour de 14,220 MHz.

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