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Transceiver CW 20 m – Module RF Version 2

admin — Mon, 02 Feb 2015 11:38:43 +0000

J’ai commencé la réalisation du châssis et du boîtier. J’ai choisi de monter chaque module sur plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm. Disponibles sur Ebay, ces plaquettes sont de bonne qualité, d’un prix abordable achetées par paquet. Elles sont fixées sur le châssis. Je reviendrai plus tard sur sa fabrication. Avec la première version j’ai repris lentement possession d’un domaine que j’avais laissé depuis longtemps (Photo ci-contre L’ Emission et la Réception d’Amateur de Roger A. RAFFIN F3AV 6ème édition 1966).

Fiat lux… A l’écoute des QSO, à l’observation des performances du récepteur, à la lumière de l’expérience acquise je révise chaque module.

1. Description fonctionnelle

Il comprend les éléments suivants:

le commutateur Rx/Tx,
le limiteur à diode,
l’atténuateur,
le filtre passe bande,
l’amplificateur RF.

Le schéma fonctionnel est représenté figure 1. Chaque élément est décrit dans les paragraphes suivants.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

2. Commutateur Rx/Tx

Figure 2 – Commutation + limiteur + Attenuateur

La figure 2 ci-dessus montre les 3 premiers éléments du module soumis à LTSPICE. Pour simplifier le schéma, le commutateur a été réduit à la commutation de l’antenne. Le transistor de commande 2N3906 et la clef sont simplement figurés par la source de tension continue V3, ligne appelée TxLine figure 2.

Le dispositif de commutation est entièrement électronique. Il n’a pas changé. Une LED témoin et sa résistance série de 1 KΩ ont été ajoutées sur la ligne Tx_Vcc. Il est construit autour d’un transistor bipolaire PNP 2N3906 et de 3 transistors MOSFET canal N à enrichissement 2N7000. On se reportera utilement à l’article commutation Rx/Tx pour l’examen du schéma et du chronogramme de commutation produit par LTSPICE.

L’antenne est connectée en permanence au récepteur et à l’émetteur. Au repos, le dispositif est en position de réception. A l’entrée, la ligne de commande KEY est connectée à la clef. Cette ligne actionne le transistor 2N3906 monté en commutation. Clef levée, le transistor est coupé, c’est la position de réception, la tension Tx_Vcc = 0 (émetteur coupé), RIT actif, No_MUTE actif . Clef baissée, le transistor conduit, c’est la position d’émission, l’antenne est coupée du récepteur, Tx_Vcc = 12V (émetteur actif), RIT inactif, MUTE actif.

La commutation de l’antenne au récepteur est effectuée par 2 transistors 2N7000 fonctionnant de manière inverse, M1 et M3 figure 2. L’un, M1, est en série sur la ligne d’antenne, l’autre, M3, shunte la ligne d’antenne à la masse. Quand l’un conduit, l’autre est coupé. Ainsi, en réception, le transistor en série laisse passer le signal venant de l’antenne, alors que l’autre transistor est coupé et ne shunte pas le signal. Inversement, en émission, le transistor en série est coupé. Pour palier à toute fuite de signal provenant de l’émetteur, l’autre transistor shunte le résidu de signal vers la masse. C’est un 3ème transistor 2N7000 qui commande l’inversion, M2 figure 2.
En sortie, 3 lignes de commande:

Tx_Vcc,
RIT (Tx_Line),
No_MUTE (Drain de M2).

La ligne Tx_Vcc = 0 ou 12V, commande la mise sous tension des étages de l’émetteur, sauf les étages de puissance qui restent constamment sous tension.
La ligne RIT, commande le transistor 2N7000 qui commute l’action du RIT sur le VFO.
La ligne No_MUTE, commande le transistor 2N7000 qui commute l’amplificateur audio sur le moniteur CW.

Une cellule RC introduit, un retard lors du passage d’émission en réception (voir le chronogramme, ligne Tx_Line).

3. Limiteur à diodes

Deux diodes 1N4148 montées tête-bêche, shuntent l’entrée, assurent la protection du transistor suivant contre la HF provenant de l’émetteur. Ce procédé est fort bien expliqué ici.

4. Atténuateur

A l’usage, une commande de gain manuelle est fort utile pour atténuer certaines stations trop puissantes. Le dispositif d’atténuation est construit autour d’un commutateur rotatif 2 circuits 6 positions (parce que j’en avais un comme celui-là) et de 5 atténuateurs en PI. Un atténuateur est formé de 3 résistances, une résistance en série, 2 résistances en shunt. Son entrée et sa sortie sont normalisées à 50 Ω. J’ai utilisé chaque position du commutateur:

position 0: 0 dB (pas d’atténuation),
position 1: -6dB,
position 2: -10dB,
position 3: -12dB,
position 4: -18dB,
position 5: -20dB,

Pour calculer les résistances de chaque atténuateur, vous avez le choix. Qui aime le calcul, voici la formule simple qui part de l’atténuation souhaitée.
Soit un atténuateur
ou

Rs résistance d’entrée et de sortie normalisée = 50Ω
Rp résistance shunt = 50(1 + 0,5)/(1 – 0,5 ) = 150Ω
Ri résistance série = 50(1 – 0,5 x 0,5 )/2 x 0,5 = 37,5Ω
Il ne reste plus qu’à utiliser la valeur normalisée la plus proche.
Qui est curieux, voici mon article qui utilise le calculateur LTSPICE.
Qui préfère utiliser un des nombreux calculateurs, en voici un.

Un mot sur la méthode utilisée pour simuler avec LTSPICE l’action du commutateur rotatif de l’atténuateur. La diective table de LTSPICE permet de définir une liste de valeurs munie d’un index.

Variables :

Nat : compteur de position du commutateur d’atténuation
Rat1 : valeur des résistances shunt de l’atténuateur
Rat2 : valeur de la résistance série de l’atténuateur

Directives :

.step param Nat 0 5 1 : indique la plage de variation et le pas de progression du compteur Nat
.param Rat1=table(Nat, 0, 86k, 1, 150, 2, 100, 3, 82, 4, 68, 5, 56) : Valeurs successives de Rat1
.param Rat2=table(Nat, 0, 57m, 1, 39, 2, 68, 3, 100, 4, 180, 5, 270) : Valeurs successives de Rat2 avec table(Nom_index, index i, valeur(i), index i+1, valeur(i+1), …)

Algorithme

LTSPICE développe la boucle de programme qui pourrait ressembler à cela :

Nat=0 : initialiser l’ index
Début :
Résistance R6 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R7 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R8 = Rat2(Nat) = 57m
Calculs
Tracé des graphes, …
Nat = Nat+1 : incrémenter l’index du pas de progression
Si Nat <= 5 aller à Début : fin de boucle?
Fin

Remarque, la valeur 0dB qui représente l’absence d’atténuation est portée par les valeurs 86k et 57m qui donnent -1mdB, une valeur infime . En effet, LTSPICE oblige à faire R>0 (résistance non nulle) sous peine d’erreur.

La figure 3 ci-dessous montre le graphe de la résistance d’entrée et celui de l’atténuation en mode réception. La résistance d’entrée se situe autour de 50Ω @ 14MHz. L’atténuation s’étend de -1.8dB à -23dB. La figure 4 représente les mêmes graphes en mode émission. L’atténuation s’étend de -38dB à -60dB.

Le graphe du haut montre l’impédance représentée comme la somme d’une partie réelle et une partie imaginaire : Z = R +jX.
Le graphe du centre montre le module

Ainsi en réception, atténuateur = 0dB @14MHz, Z = 39 – j34 et |Z| = 51Ω.
-j34 représente la réactance capacitive d’un condensateur de 334pF @14MHz.

Figure 3 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en réception

Figure 4 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en émission

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

5. Filtre passe bande

J’ai utilisé Ansoft Designer SV version 2.2.0. C’est une version limitée pour l’éducation et libre, de ce fameux logiciel. Il offre de nombreuses possibilités pour l’amateur. Si vous voulez un tutoriel en voici un excellent, celui de Gunthard Kraus. Un vrai régal!

Figure 5 – Ansoft designer SV – choix du filtre

Dans le menu Project, choisir Insert Filter Design. Choisir le type de filtre. J’ai choisi Bandpass, Coupled resonator, Chebyshev, Ideal, Capacitiveliy coupled , figure 5 ci-dessus. Dans la fenêtre suivante figure 6, entrer les paramètres du filtre, l’ordre, la fréquence centrale, la largeur de bande (le logiciel calcule lui-même les fréquences fp1 et fp2), les résistances d’entrée et de sortie, une valeur de L réaliste et compatible avec le tore que vous souhaitez utiliser.

Figure 6 – Ansoft designer – Paramètres du filtre

En passant à la fenêtre suivante vous obtenez le filtre. Si les valeurs vous conviennent, cliquez sur Terminer, sinon cliquez sur Back et modifiez.

Figure 7 – Ansoft designer – Filtre terminé

En pratique, les inductances L=484nH seront obtenues en bobinant 11 tours de fil de 1mm (parce que j’en ai récupéré dans une vieille alimentation HS de PC) sur tore poudre de fer T50-6 (Al = 4nH/n²). Le calcul est simple n = √(484/4) = 11. Mini Tore calculateur de Wilfried Burmeister DL5SWB ou encore Dieter Gentzow W8DIZ le font pour vous. Les condensateurs de 190pF sont obtenus en mettant en parallèle un
condensateur de 150pF et un ajustable de 60pF qui permettra de régler le filtre.

Le filtre soumis à LTSPICE fait aussi bonne figure ci-dessous.

Figure 8 – Filtre soumis à LTSPICE

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Figure 9 – Amplificateur RF

6. Amplificateur RF

Cahier des charges

Amplificateur émetteur commun à transistor VHF UHF NPN MPSH10 : Gain β maxi = 60 à Ic= 4.0 mA, Vce= 10V.
Fréquence : bande des 14MHz.
Gain le l’étage limité à 15 dB maximum.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor, figure 9, est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re1+Re, en partie découplée. Re1 non découplée diminue le gain. Sa polarisation en tension est obtenue par la résistance de base Rb prise après la résistance de collecteur Rc régulant ainsi le courant. La résistance de collecteur Rc=51Ω fixe essentiellement la résistance de sortie.

Dans ces conditions on pose et on calcule :
Tension d’alimentation Vcc = 12V
Courant de collecteur de repos Ic = 7mA
Tension de collecteur Vc = 12V – (7mA * 51Ω) = 11.6V
Tension Vce = 9.6V ce qui donne tension d’émetteur Ve = 2V
Résistance d’émetteur Re1+Re = 2V/0.007mA = 285Ω, j’opte pour les valeurs normalisée Re1=4.7Ω et Re=270Ω
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 2V + 0,7V = 2,7V
Tension Vcb = 9V et Ib=Ic/39 = 0.179mA et Rb=9/0.179 = 50KΩ, j’opte pour la valeur normalisée Rb=47KΩ
La valeur 39 = BetaDC obtenue avec le paramètre du gain BF=60 et le courant Ib est fournie dans le fichier log par LTSPICE. La figure 10 montre comment on peut obtenir avec LTSPICE la courbe de variation du gain β en fonction de Ib et Vce.

Note: la directive ako de LTSPICE permet de redéfinir le modèle du transistor et de changer ses paramètres (voir schéma).

Figure 10 – Graphe du gain B en fonction de Ib et Vce

Analyse en régime continu

La figure 11 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Figure 11 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance de sortie

La figure 12 montre que la résistance de sortie reste autour de 50Ω dans la bande qui nous intéresse.

Figure 12 – LTSPICE graphe de la résistance de sortie

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance d’entrée

La figure 13 montre la résistance d’entrée en fonction de la fréquence, selon 2 valeurs du paramètre BF. On note une petite variation: Re=280Ω @14MHz si BF=60. Re=310Ω @14MHz si BF=100.

Figure 13 – LTSPICE graphe de la résistance d’entrée en fonction de fréquence

Analyse en régime variable – Graphe des paramètres S en fonction de la fréquence

Le filtre passe bande est associé à l’amplificateur. Le graphe du bas, figure 14, montre que le gain S21 se situe autour de 15db@14MHz. L »analyse est faite avec BF=60 et BF=100. On ne constate pratiquement pas de différence. Le graphe du haut montre les facteurs de stabilité (Rollett stability factor). Pour obtenir kfactor et B1 il faut mettre dans le fichier plot.defs, les 2 fonctions ci-dessous. Pour ce faire, dans la fenêtre active de LTSPICE, placer vous sur le graphe obtenu (fichier raw), dans le menu Plot Settings, choisir Edit Plot Defs File, copier, coller les formules, fermer la fenêtre, quitter LTSPICE pour que les nouvelles fonctions soient prises en compte.

.func kfactor (S11,S21,S12,S22) {(1-abs(S11(v2))*abs(S11(v2))-abs(S22(v2))*(S22(v2))+abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2))*abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2)))/(2*abs(S12(v2))*abs(S21(v2)))}

.func B1 (S11,S22) { 1 – abs(S11(v2))**2 – abs(S22(v2))**2 – {sdelta (S11,S21,S12,S22)}**2 }

Figure 13 – LTSPICE graphe des paramètres S

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Analyse en régime variable – Graphe des tensions et courants en fonction du temps

Le circuit complet du module RF, figure 14, est présenté en mode réception. Le générateur en entrée produit une tension crête de 10mV @50Ω, figurant ainsi un signal de 1uW @14MHz soit -30dBm sur l’antenne. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10*log(P) avec P en milliwatt. Où P = 0.010V*0.010V*1000/(2*50Ω), il vient 10*log(0.001)=-30dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB (silent key). En sortie nous obtenons un signal de 25mV crête @50Ω soit 6.3uW.

Figure 14 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en réception

La figure 15, montre le circuit en mode émission. Comme le montre le graphe, le circuit n’est pas étanche à la HF. Pour ce faire je simule l’application d’un signal de 5.8W@14MHz soit une tension crête de 24V @50Ω.

Figure 15 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en émission

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7. Réalisation

Il est temps de passer à la pratique. Comme le montre la figure 16, ci-dessous, le circuit tient sur une plaque PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm fixée sur le châssis. Les condensateurs du filtre passe-bande sont du type céramique NP0. Il y avait de la place, aussi ai-je préféré les composants traversants aux SMD.

Figure 16 – Vue du module RF

Les résistances de l’atténuateur sont soudées directement sur le commutateur rotatif fixé sur le panneau avant, voir figure 17. La réalisation du châssis fera l’objet d’un article.

Figure 17 – Vue de la face avant

8. Test

« La théorie, c’est quand on sait tout et que rien ne fonctionne. La pratique, c’est quand tout fonctionne et que personne ne sait pourquoi. » Albert EINSTEIN (1879-1955).

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Générateur HF maison 14 MHz.

Dispositif de test

Le générateur injecte sur l’entrée antenne du transceiver un signal Vp=50mV, mesuré à l’oscilloscope, dans la bande des 14MHz .
La sonde mesure le signal de sortie de l’amplificateur RF.

Mesure du signal

Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 0.5us/cm, X-MAGN x5. La figure 18 montre le signal qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 3,0cm*10*10mV/cm = 300mV, T = (0,7cm/5)*0,5us/cm = 0,07us, F = 1/T = 14,286MHz.
L’amplification en tension Av=300mV/50mV = 6 soit Adb = 20log6= 15,6db @50Ω.

Figure 18 – Mesure du signal de sortie de l’amplificateur RF

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
Ansoft DESIGNER SV 2.0 Tutorial for Beginners using Special Projects by Gunthard Kraus DG8GB
ANSYS

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer

admin — Sun, 12 Aug 2012 15:09:38 +0000

» Le premier était de ne recevoir jamais aucune chose pour vraie que je ne la connusse évidemment être telle; c’est-à-dire, d’éviter soigneusement la précipitation et la prévention, et de ne comprendre rien de plus en mes jugements que ce qui se présenteroit si clairement et si distinctement à mon esprit, que je n’eusse aucune occasion de le mettre en doute. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

Le mélangeur est le point d’entrée de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire. A ce stade de la réalisation faisons le point :
le signal de la bande 14MHz, venant de l’antenne a été filtré pour ne garder que la bande qui nous intéresse et amplifié,
l’oscillateur local, le VFO, génère un signal de 3,760 à 4,110MHz.

Ces deux signaux seront combinés pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire de 10,240MHz qui sera filtré et amplifié.

L’avantage de ce changement de fréquence est de pouvoir construire des circuits spécialisés sur cette bande quelque soit, dans certaines limites, le signal reçu. Chaque médaille a son revers, l’introduction d’étages supplémentaires augmente le bruit, le « mélange » produit des harmoniques. Tout l’objet de la conception visera à éliminer ces inconvénients.

De la conception à la réalisation
« Le second, de diviser chacune des difficultés que j’examinerois, en autant de parcelles qu’il se pourroit, et qu’il seroit requis pour les mieux résoudre.

Le troisième, de conduire par ordre mes pensées, en commençant par les objets les plus simples et les plus aisés à connoître, pour monter peu à peu comme par degrés jusques à la connoissance des plus composés, et supposant même de l’ordre entre ceux qui ne se précèdent point naturellement les uns les autres.

Et le dernier, de faire partout des dénombrements si entiers et des revues si générales, que je fusse assuré de ne rien omettre. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

J’ai choisi délibérément de réaliser ce transceiver en n’utilisant que diodes et transistors. Les éléments les plus complexes sont réalisés à partir d’éléments simples dont il faut assimiler le fonctionnement. Je me suis orienté naturellement vers la réalisation du mélangeur à diode décrit sur le schéma suivant.

Schéma 1: Diode Ring Mixer

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Assurément un mélangeur n’est pas une boîte dans laquelle on fait passer 2 signaux, de laquelle il sort un « mélange » après avoir agité le tout ! Avec l’apparition des simulateurs il est possible de se représenter le fonctionnement de ce système composé de 4 diodes et de 2 transformateurs. Pourquoi s’en priver.

L’opération consiste en réalité en un produit de 2 signaux qui donne en sortie la somme et la différence des 2 signaux et une infinité d’harmoniques impaires. Notre mélangeur est plus précisément un multiplieur, servant dans ce cas à la transposition de fréquence.

Le mélangeur équilibré à diode est un dispositif non-linéaire passif utilisé pour effectuer la translation de fréquence du spectre du signal RF. La translation est obtenue à partir d’une multiplication analogique entre le signal RF et l’oscillateur local LO.

Le mélangeur double équilibré à 4 diodes
Il est formé d’un anneau de 4 diodes schottky connectés à 2 transformateurs large bande identiques.

Chaque transformateur utilise 3 bobines identiques. Les 2 bobines du secondaire sont connectées en série. Il comprend:
une entrée pour le signal de l’oscillateur LO, typiquement de plusieurs volts,
une entrée pour le signal radio RF, typiquement de 50 à 100mV,
une sortie pour la fréquence intermédiaire FI.

Fonctionnement
Le signal provenant de l’oscillateur commute une paire de diodes à la demie sinusoïde positive et l’autre paire de diodes à la demie sinusoïde négative. Le signal RF traverse et arrive à la sortie pendant le temps de conduction de chacune de ces paires de diodes. Ce signal change de polarité au rythme de la fréquence de l’oscillateur.

Un peu de math pour comprendre
On retrouve les identités trigonométriques en utilisant les géniales formules d’Euler:

Soit à trouver le résultat du produit cos(a).cos(b)

Nota: les formules sont éditées avec le plugin wpmathpub de Ron Fredericks

La tension de l’oscillateur V_LO rend alternativement les diodes passantes et non passantes ce qui à pour effet de multiplier V_RF par le signal rectangulaire V_LO.

Calculons le produit:
V_IF(t) = (V_RF (t)).(V_LO (t))
Soit V_RF (t )= A_RF.cos(ω_RFt)
Le signal rectangulaire s’écrit :
V_LO (t) = (4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + …]

D’où le produit :
V_IF(t)= [A_RF.cos(ω_RFt)].[(4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + … ]

Transformation en somme:
V_IF(t) = (2/π).A_RF[(cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + (1/3).(cos((3ω_LO + ω_RF)t) + cos((3ω_LO - ω_RF)t)) + (1/5).(cos((5ω_LO + ω_RF )t) + cos((5ω_LO - ω_RF)t)) + …]
V_IF(t) = (2/π).A_RF[cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + produits d'intermodulation]

Plus simplement, le mélangeur à diode produit les fréquences:

F_FI = nF_LO ± F_RF avec n = entier impair = 1, 3, 5, …

Simulation
Ce montage est aussi l’occasion de continuer à approfondir ma connaissance du simulateur LTspice. Il existe de nombreux tutoriels. L’un de ceux que je préfère est celui de DG8GB, Gunthard Kraus, professeur à Elektronikschule de Tettnang (Allemagne). Je dévore ses articles, remarquables de clarté et de précision.

Voici le programme de simulation:
créer un modèle de transformateur,
vérifier la bande passante de ce transformateur,
analyser le fonctionnement du mélangeur.

Le transformateur xfmr_30u_30u30u
Le modèle comprend 2 parties:
le symbole,
le circuit.

Créer un symbole et y associer un circuit est assez simple avec LTspice. Il faut passer par 2 étapes :
créer la netlist du circuit,
créer le symbole et y associer la netlist du circuit.

Créer la netlist
LTspice le fait en grande partie pour vous. Avec l’éditeur de schéma, dessiner le circuit figure 1. Important! Affecter des étiquettes aux entrées et sorties du circuit. Ici notre circuit est simple, il s’agit d’un transformateur parfait. Il est possible d’ ajouter, condensateurs et résistances pour représenter les capacités et les résistances parasites.

Figure 1: schéma du transformateur

En cliquant dans le menu sur View et sur Spice Netlist, LTspice affiche la netlist figure 2.

Figure 2: netlist du transformateur

Pour la transformer en subcircuit la copier et la coller dans votre éditeur de texte (notepad ou autre), y ajouter la ligne SUBCKT nomducircuit noeud1 noeud2, noeudn.. dans l’ordre des pins du symbole, enlever la ligne .backanno, remplacer la ligne .end par .ENDS. Il est aussi intéressant le placer en tête quelques commentaires. Voici le résultat:

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20Mixer\ltc\xfmr_30u_30u30u.asc
* xfmr_30u_30u30u Transformer primary 1 secondary 2 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 17/07/2012 AT 13:37
* CONNECTIONS:          Primary 1
*                       | Primary 2
*                       | | 1 Secondary 3
*                       | | | 1 Secondary 4
*                       | | | | 2 Secondary 5
*                       | | | | | 2 Secondary 6
.SUBCKT xfmr_30u_30u30u 1 2 3 4 5 6
L1 2 1 30uH
L2 4 3 30uH
L3 6 5 30uH
k L1 L2 L3 1
.ends

Ceci fait, enregistrer votre fichier en l’appelant xfmr_30u_30u30u.lib dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .

Créer le symbole
Avec l’éditeur de symbole figure 3, dessinez comme vous voulez. Le plus important étant la définition des pins qui doivent être dans le même ordre que les noeuds de la ligne SUBCKT. Imaginez cela comme un connecteur où le symbole s’enficherait sur sa netlist.

Figure 3: symbol du transformateur

Le second point important est de définir des attributs figure 4. Pour ce faire choisir dans le menu Edit Attributes.

Figure 4: définition des attributs

Enfin avec Edit Attribute Window choisir les attributs qui seront affichés avec le symbole. J’ai choisi Value et Spicemodel

Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_30u_30u30u.asy dans ce répertoire.

Du choix du transformateur
Il est intéressant d’examiner la courbe de réponse du transformateur. Il est fait de 8 à 10 tours de fil #28AWG bobinés sur un tore FT37-43.

La fiche technique du tore (source kits and parts) indique:
Wideband Transformers 5 – 400 MHz
Power Transformers 0.5 – 30 MHz
RFI Suppression 5 – 500 MHz
AL = 350 +/- 20 % Actual measured AL using 10 turns #28 wire ( #28AWG = D = 0,321mm).

Bobiner 10 tours, donne L = AL*Tours²/1000 = 28 à 42uH.
Bobiner 8 tours, donne L = 18 à 27uH.

A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 5. Sachant que le transformateur travaille alternativement avec seulement un secondaire en action pendant que l’autre est au repos, la simulation est faite sur un secondaire chargé avec 50Ω, tandis que l’autre n’est pas laissé en l’air pour éviter une erreur dans Error log, est chargé avec une résistance de 10MΩ.

Figure 5: Circuit de simulation de la bande passante du transformateur

La figure 6 montre le résultat obtenu. La bande passante s’étend de 130KHz à plus de 100MHz. Le même essai avec un transformateur de 20uH montre que la bande passante s’étend de 200KHz à plus de 100MHz.

Figure 6: bande passante du transformateur

Du choix des diodes
Le réseau de diodes est fait de diodes schottky ou de diodes courantes type 1N4148. Il me parait intéressant de comparer le fonctionnement du circuit dans chacun de ces 2 cas. A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 7 avec la diode schottky 1N5711 puis avec la diode 1N4148.

Un signal sinusoïdal V_RF = 100mV peak, de fréquence F=14MHz est appliqué à l’entrée RF. Un signal sinusoïdal V_LO = 2V peak, de fréquence F=3,76MHz est appliqué à l’entrée LO. Nous obtiendrons en sortie IF = 14,0 – 3,76 = 10,240 MHz. Les entrées et la sortie sont normalisées à 50Ω.

Figure 7: circuit de simulation du DBM

La simulation nous permettra d’examiner la forme des signaux en fonction du temps. L’analyse FFT (Fast Fourier Transform) nous donnera le spectre des fréquences.

La durée de simulation = 20us nous donne dans l’analyse FFT une résolution F=1/20us = 50KHz. Avec un intervalle de temps de 0,1ns nous obtenons un minimum de 20us/0,1ns = 200 000 exemples, il est ainsi possible de choisir la valeur de 131 072 pour l’analyse FFT. La compression de données est OFF. La méthode d’intégration est GEAR.

Note importante au sujet des paramètres de simulation
Les paramètres de simulation doivent être réglés avec soin pour éviter distorsions et erreurs de calcul (cf note de DG8GB).

La durée de simulation est liée au degré de résolution de la fréquence par la relation:
F = 1/(durée de simulation).

Le paramètre Maximum Timestep est l’espace de temps entre 2 points du diagramme et détermine la fréquence minimum des exemples:
fsample = 1 / Maximum Timestep.

Cette fréquence doit toujours être plus grande à 2 fois la composante spectrale maximum (loi de Shannon). Le non respect de cette loi entraîne des distorsions de repliement de spectre ou Aliasing distortions (distorsions d’image).

Une seconde loi doit être respectée pour éviter des erreurs de calcul.
Il faut Nombre d’exemples simulés = MaximumTimestep/Durée de simulation toujours plus grand que le nombre d’exemples utilisés par l’analyse FFT. La valeur par défaut proposée (Number of data point samples in time) = 65 536. Pour obtenir une plus grande précision il est préférable d’utiliser 131 072. Ainsi pour produire 200 000 exemples sur une durée de temps de 20us il faut:
Maximum Timestep = Durée de simulation/200 000 = 20us/200 000 = 0,1ns.

Il faut aussi couper la compression de données pour éviter de réduire le nombre d’exemples produits.

Enfin en simulation de circuits RF, toujours utiliser l’intégration GEAR. Pour cela dans le menu Simulate Control Panel – onglet SPICE – option Default Integration method cocher GEAR.

La figure 8 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période. Dans la partie positive du signal LO, la phase du signal RF ne change pas. Dans la partie négative du signal LO, la phase du signal RF est changée de 180 degrés.

Figure 8: signal IF

La figure 9 montre le résultat de l’analyse FFT sous une présentation linéaire pour calculer les pertes de conversion. Comme indiqué dans les paramètres FFT, les tensions sont données en valeur RMS.

Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 17,9mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 17,9mV.

Figure 9: analyse FFT

A partir de ce graphe nous pouvons calculer les pertes de conversion.
La tension V_RF = 100mV peak donne V_RF RMS = 70.7mV.
Le signal incident est égal à la moitié de cette valeur = 35.35mV.
Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/17,9) = 5,9 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

La figure 10 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période avec une diode 1N4148. On observe un bruit plus important à l’inversion de polarité.

La figure 11 montre le résultat de l’analyse FFT avec une diode 1N4148.
Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 18,6mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 22,6mV.

: Figure 9: analyse FFT

Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/18,6) = 5,6 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,1 x 2 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai changé de méthode cette fois. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,32mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

Photo 1: circuit imprimé du Mélangeur

Test
Dispositif
Générateur HF fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Nota: je prévois de conserver cet atténuateur et de le rendre commutable au moyen d’un commutateur DPDT. C’est un moyen simple pour diminuer la puissance d’entrée et améliorer les performances d’intermodulation du mélangeur.
Résistance de charge connectée en sortie du mélangeur = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.
Résultat
La photo 2 ci-dessous montre le signal obtenu en sortie ≈ 125mVrms, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.

Photo 2: signal de sortie du Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
A discussion on mixer – VK5BR Lloyd Butler
Mixers Part1 & Part2 Theory and Technology – Bert C. Henderson
Mixers – Liam Devlin

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