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Transceiver CW 20 m – Module RF Version 2

admin — Mon, 02 Feb 2015 11:38:43 +0000

J’ai commencé la réalisation du châssis et du boîtier. J’ai choisi de monter chaque module sur plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm. Disponibles sur Ebay, ces plaquettes sont de bonne qualité, d’un prix abordable achetées par paquet. Elles sont fixées sur le châssis. Je reviendrai plus tard sur sa fabrication. Avec la première version j’ai repris lentement possession d’un domaine que j’avais laissé depuis longtemps (Photo ci-contre L’ Emission et la Réception d’Amateur de Roger A. RAFFIN F3AV 6ème édition 1966).

Fiat lux… A l’écoute des QSO, à l’observation des performances du récepteur, à la lumière de l’expérience acquise je révise chaque module.

1. Description fonctionnelle

Il comprend les éléments suivants:

le commutateur Rx/Tx,
le limiteur à diode,
l’atténuateur,
le filtre passe bande,
l’amplificateur RF.

Le schéma fonctionnel est représenté figure 1. Chaque élément est décrit dans les paragraphes suivants.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

2. Commutateur Rx/Tx

Figure 2 – Commutation + limiteur + Attenuateur

La figure 2 ci-dessus montre les 3 premiers éléments du module soumis à LTSPICE. Pour simplifier le schéma, le commutateur a été réduit à la commutation de l’antenne. Le transistor de commande 2N3906 et la clef sont simplement figurés par la source de tension continue V3, ligne appelée TxLine figure 2.

Le dispositif de commutation est entièrement électronique. Il n’a pas changé. Une LED témoin et sa résistance série de 1 KΩ ont été ajoutées sur la ligne Tx_Vcc. Il est construit autour d’un transistor bipolaire PNP 2N3906 et de 3 transistors MOSFET canal N à enrichissement 2N7000. On se reportera utilement à l’article commutation Rx/Tx pour l’examen du schéma et du chronogramme de commutation produit par LTSPICE.

L’antenne est connectée en permanence au récepteur et à l’émetteur. Au repos, le dispositif est en position de réception. A l’entrée, la ligne de commande KEY est connectée à la clef. Cette ligne actionne le transistor 2N3906 monté en commutation. Clef levée, le transistor est coupé, c’est la position de réception, la tension Tx_Vcc = 0 (émetteur coupé), RIT actif, No_MUTE actif . Clef baissée, le transistor conduit, c’est la position d’émission, l’antenne est coupée du récepteur, Tx_Vcc = 12V (émetteur actif), RIT inactif, MUTE actif.

La commutation de l’antenne au récepteur est effectuée par 2 transistors 2N7000 fonctionnant de manière inverse, M1 et M3 figure 2. L’un, M1, est en série sur la ligne d’antenne, l’autre, M3, shunte la ligne d’antenne à la masse. Quand l’un conduit, l’autre est coupé. Ainsi, en réception, le transistor en série laisse passer le signal venant de l’antenne, alors que l’autre transistor est coupé et ne shunte pas le signal. Inversement, en émission, le transistor en série est coupé. Pour palier à toute fuite de signal provenant de l’émetteur, l’autre transistor shunte le résidu de signal vers la masse. C’est un 3ème transistor 2N7000 qui commande l’inversion, M2 figure 2.
En sortie, 3 lignes de commande:

Tx_Vcc,
RIT (Tx_Line),
No_MUTE (Drain de M2).

La ligne Tx_Vcc = 0 ou 12V, commande la mise sous tension des étages de l’émetteur, sauf les étages de puissance qui restent constamment sous tension.
La ligne RIT, commande le transistor 2N7000 qui commute l’action du RIT sur le VFO.
La ligne No_MUTE, commande le transistor 2N7000 qui commute l’amplificateur audio sur le moniteur CW.

Une cellule RC introduit, un retard lors du passage d’émission en réception (voir le chronogramme, ligne Tx_Line).

3. Limiteur à diodes

Deux diodes 1N4148 montées tête-bêche, shuntent l’entrée, assurent la protection du transistor suivant contre la HF provenant de l’émetteur. Ce procédé est fort bien expliqué ici.

4. Atténuateur

A l’usage, une commande de gain manuelle est fort utile pour atténuer certaines stations trop puissantes. Le dispositif d’atténuation est construit autour d’un commutateur rotatif 2 circuits 6 positions (parce que j’en avais un comme celui-là) et de 5 atténuateurs en PI. Un atténuateur est formé de 3 résistances, une résistance en série, 2 résistances en shunt. Son entrée et sa sortie sont normalisées à 50 Ω. J’ai utilisé chaque position du commutateur:

position 0: 0 dB (pas d’atténuation),
position 1: -6dB,
position 2: -10dB,
position 3: -12dB,
position 4: -18dB,
position 5: -20dB,

Pour calculer les résistances de chaque atténuateur, vous avez le choix. Qui aime le calcul, voici la formule simple qui part de l’atténuation souhaitée.
Soit un atténuateur
ou

Rs résistance d’entrée et de sortie normalisée = 50Ω
Rp résistance shunt = 50(1 + 0,5)/(1 – 0,5 ) = 150Ω
Ri résistance série = 50(1 – 0,5 x 0,5 )/2 x 0,5 = 37,5Ω
Il ne reste plus qu’à utiliser la valeur normalisée la plus proche.
Qui est curieux, voici mon article qui utilise le calculateur LTSPICE.
Qui préfère utiliser un des nombreux calculateurs, en voici un.

Un mot sur la méthode utilisée pour simuler avec LTSPICE l’action du commutateur rotatif de l’atténuateur. La diective table de LTSPICE permet de définir une liste de valeurs munie d’un index.

Variables :

Nat : compteur de position du commutateur d’atténuation
Rat1 : valeur des résistances shunt de l’atténuateur
Rat2 : valeur de la résistance série de l’atténuateur

Directives :

.step param Nat 0 5 1 : indique la plage de variation et le pas de progression du compteur Nat
.param Rat1=table(Nat, 0, 86k, 1, 150, 2, 100, 3, 82, 4, 68, 5, 56) : Valeurs successives de Rat1
.param Rat2=table(Nat, 0, 57m, 1, 39, 2, 68, 3, 100, 4, 180, 5, 270) : Valeurs successives de Rat2 avec table(Nom_index, index i, valeur(i), index i+1, valeur(i+1), …)

Algorithme

LTSPICE développe la boucle de programme qui pourrait ressembler à cela :

Nat=0 : initialiser l’ index
Début :
Résistance R6 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R7 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R8 = Rat2(Nat) = 57m
Calculs
Tracé des graphes, …
Nat = Nat+1 : incrémenter l’index du pas de progression
Si Nat <= 5 aller à Début : fin de boucle?
Fin

Remarque, la valeur 0dB qui représente l’absence d’atténuation est portée par les valeurs 86k et 57m qui donnent -1mdB, une valeur infime . En effet, LTSPICE oblige à faire R>0 (résistance non nulle) sous peine d’erreur.

La figure 3 ci-dessous montre le graphe de la résistance d’entrée et celui de l’atténuation en mode réception. La résistance d’entrée se situe autour de 50Ω @ 14MHz. L’atténuation s’étend de -1.8dB à -23dB. La figure 4 représente les mêmes graphes en mode émission. L’atténuation s’étend de -38dB à -60dB.

Le graphe du haut montre l’impédance représentée comme la somme d’une partie réelle et une partie imaginaire : Z = R +jX.
Le graphe du centre montre le module

Ainsi en réception, atténuateur = 0dB @14MHz, Z = 39 – j34 et |Z| = 51Ω.
-j34 représente la réactance capacitive d’un condensateur de 334pF @14MHz.

Figure 3 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en réception

Figure 4 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en émission

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

5. Filtre passe bande

J’ai utilisé Ansoft Designer SV version 2.2.0. C’est une version limitée pour l’éducation et libre, de ce fameux logiciel. Il offre de nombreuses possibilités pour l’amateur. Si vous voulez un tutoriel en voici un excellent, celui de Gunthard Kraus. Un vrai régal!

Figure 5 – Ansoft designer SV – choix du filtre

Dans le menu Project, choisir Insert Filter Design. Choisir le type de filtre. J’ai choisi Bandpass, Coupled resonator, Chebyshev, Ideal, Capacitiveliy coupled , figure 5 ci-dessus. Dans la fenêtre suivante figure 6, entrer les paramètres du filtre, l’ordre, la fréquence centrale, la largeur de bande (le logiciel calcule lui-même les fréquences fp1 et fp2), les résistances d’entrée et de sortie, une valeur de L réaliste et compatible avec le tore que vous souhaitez utiliser.

Figure 6 – Ansoft designer – Paramètres du filtre

En passant à la fenêtre suivante vous obtenez le filtre. Si les valeurs vous conviennent, cliquez sur Terminer, sinon cliquez sur Back et modifiez.

Figure 7 – Ansoft designer – Filtre terminé

En pratique, les inductances L=484nH seront obtenues en bobinant 11 tours de fil de 1mm (parce que j’en ai récupéré dans une vieille alimentation HS de PC) sur tore poudre de fer T50-6 (Al = 4nH/n²). Le calcul est simple n = √(484/4) = 11. Mini Tore calculateur de Wilfried Burmeister DL5SWB ou encore Dieter Gentzow W8DIZ le font pour vous. Les condensateurs de 190pF sont obtenus en mettant en parallèle un
condensateur de 150pF et un ajustable de 60pF qui permettra de régler le filtre.

Le filtre soumis à LTSPICE fait aussi bonne figure ci-dessous.

Figure 8 – Filtre soumis à LTSPICE

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Figure 9 – Amplificateur RF

6. Amplificateur RF

Cahier des charges

Amplificateur émetteur commun à transistor VHF UHF NPN MPSH10 : Gain β maxi = 60 à Ic= 4.0 mA, Vce= 10V.
Fréquence : bande des 14MHz.
Gain le l’étage limité à 15 dB maximum.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor, figure 9, est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re1+Re, en partie découplée. Re1 non découplée diminue le gain. Sa polarisation en tension est obtenue par la résistance de base Rb prise après la résistance de collecteur Rc régulant ainsi le courant. La résistance de collecteur Rc=51Ω fixe essentiellement la résistance de sortie.

Dans ces conditions on pose et on calcule :
Tension d’alimentation Vcc = 12V
Courant de collecteur de repos Ic = 7mA
Tension de collecteur Vc = 12V – (7mA * 51Ω) = 11.6V
Tension Vce = 9.6V ce qui donne tension d’émetteur Ve = 2V
Résistance d’émetteur Re1+Re = 2V/0.007mA = 285Ω, j’opte pour les valeurs normalisée Re1=4.7Ω et Re=270Ω
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 2V + 0,7V = 2,7V
Tension Vcb = 9V et Ib=Ic/39 = 0.179mA et Rb=9/0.179 = 50KΩ, j’opte pour la valeur normalisée Rb=47KΩ
La valeur 39 = BetaDC obtenue avec le paramètre du gain BF=60 et le courant Ib est fournie dans le fichier log par LTSPICE. La figure 10 montre comment on peut obtenir avec LTSPICE la courbe de variation du gain β en fonction de Ib et Vce.

Note: la directive ako de LTSPICE permet de redéfinir le modèle du transistor et de changer ses paramètres (voir schéma).

Figure 10 – Graphe du gain B en fonction de Ib et Vce

Analyse en régime continu

La figure 11 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Figure 11 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance de sortie

La figure 12 montre que la résistance de sortie reste autour de 50Ω dans la bande qui nous intéresse.

Figure 12 – LTSPICE graphe de la résistance de sortie

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance d’entrée

La figure 13 montre la résistance d’entrée en fonction de la fréquence, selon 2 valeurs du paramètre BF. On note une petite variation: Re=280Ω @14MHz si BF=60. Re=310Ω @14MHz si BF=100.

Figure 13 – LTSPICE graphe de la résistance d’entrée en fonction de fréquence

Analyse en régime variable – Graphe des paramètres S en fonction de la fréquence

Le filtre passe bande est associé à l’amplificateur. Le graphe du bas, figure 14, montre que le gain S21 se situe autour de 15db@14MHz. L »analyse est faite avec BF=60 et BF=100. On ne constate pratiquement pas de différence. Le graphe du haut montre les facteurs de stabilité (Rollett stability factor). Pour obtenir kfactor et B1 il faut mettre dans le fichier plot.defs, les 2 fonctions ci-dessous. Pour ce faire, dans la fenêtre active de LTSPICE, placer vous sur le graphe obtenu (fichier raw), dans le menu Plot Settings, choisir Edit Plot Defs File, copier, coller les formules, fermer la fenêtre, quitter LTSPICE pour que les nouvelles fonctions soient prises en compte.

.func kfactor (S11,S21,S12,S22) {(1-abs(S11(v2))*abs(S11(v2))-abs(S22(v2))*(S22(v2))+abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2))*abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2)))/(2*abs(S12(v2))*abs(S21(v2)))}

.func B1 (S11,S22) { 1 – abs(S11(v2))**2 – abs(S22(v2))**2 – {sdelta (S11,S21,S12,S22)}**2 }

Figure 13 – LTSPICE graphe des paramètres S

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Analyse en régime variable – Graphe des tensions et courants en fonction du temps

Le circuit complet du module RF, figure 14, est présenté en mode réception. Le générateur en entrée produit une tension crête de 10mV @50Ω, figurant ainsi un signal de 1uW @14MHz soit -30dBm sur l’antenne. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10*log(P) avec P en milliwatt. Où P = 0.010V*0.010V*1000/(2*50Ω), il vient 10*log(0.001)=-30dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB (silent key). En sortie nous obtenons un signal de 25mV crête @50Ω soit 6.3uW.

Figure 14 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en réception

La figure 15, montre le circuit en mode émission. Comme le montre le graphe, le circuit n’est pas étanche à la HF. Pour ce faire je simule l’application d’un signal de 5.8W@14MHz soit une tension crête de 24V @50Ω.

Figure 15 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en émission

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7. Réalisation

Il est temps de passer à la pratique. Comme le montre la figure 16, ci-dessous, le circuit tient sur une plaque PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm fixée sur le châssis. Les condensateurs du filtre passe-bande sont du type céramique NP0. Il y avait de la place, aussi ai-je préféré les composants traversants aux SMD.

Figure 16 – Vue du module RF

Les résistances de l’atténuateur sont soudées directement sur le commutateur rotatif fixé sur le panneau avant, voir figure 17. La réalisation du châssis fera l’objet d’un article.

Figure 17 – Vue de la face avant

8. Test

« La théorie, c’est quand on sait tout et que rien ne fonctionne. La pratique, c’est quand tout fonctionne et que personne ne sait pourquoi. » Albert EINSTEIN (1879-1955).

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Générateur HF maison 14 MHz.

Dispositif de test

Le générateur injecte sur l’entrée antenne du transceiver un signal Vp=50mV, mesuré à l’oscilloscope, dans la bande des 14MHz .
La sonde mesure le signal de sortie de l’amplificateur RF.

Mesure du signal

Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 0.5us/cm, X-MAGN x5. La figure 18 montre le signal qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 3,0cm*10*10mV/cm = 300mV, T = (0,7cm/5)*0,5us/cm = 0,07us, F = 1/T = 14,286MHz.
L’amplification en tension Av=300mV/50mV = 6 soit Adb = 20log6= 15,6db @50Ω.

Figure 18 – Mesure du signal de sortie de l’amplificateur RF

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
Ansoft DESIGNER SV 2.0 Tutorial for Beginners using Special Projects by Gunthard Kraus DG8GB
ANSYS

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Transceiver CW 20 m – VFO V3

admin — Sat, 29 Mar 2014 11:21:51 +0000

Côte d’Opale

Dieu que notre planète est belle, que mon pays est beau, que ma région est belle! En cette fin de journée magnifique de début mars, le soleil se couche embrasant la côte d’Opale, les dernières grandes falaises de l’Europe occidentale. La Manche, paisible comme un lac, roule de petites vagues. Mon épouse et moi parcourons à grandes bouffées d’iode, le sentier du littoral de Boulogne sur Mer à Wimereux, jusqu’à la tombée de la nuit… C’est d’ici que le 27 Mars 1899, Marconi réussit la liaison radio télégraphique entre DOUVRES (South Foreland) et WIMEREUX .

« Hâtez-vous lentement, et, sans perdre courage,
Vingt fois sur le métier remettez votre ouvrage … » Nicolas BOILEAU, L’Art poétique (1674).

Le premier VFO (V1 et sa petite modification V2) que j’ai construit, dérive un peu trop à mon goût. Je reprends entièrement sa conception.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

1. Schéma fonctionnel

La figure 1 montre les blocs qui composent le VFO: l’oscillateur, le buffer, l’amplificateur, l’amplificateur pour le fréquencemètre. Le bloc tune permet de faire varier la fréquence de l’oscillateur, le bloc RIT, actif en réception, permet de décaler légèrement la fréquence de l’oscillateur.

Figure 2 – Oscillateur Colpitts

2. L’oscillateur

La conception de l’oscillateur figure 2, s’inspire largement des articles remarquables de F5LVG, Olivier ERNST que j’ai lus et relus plusieurs fois, notamment ceux traitant des oscillateurs et des bobinages.

Figure 3 – LTSPICE analyse en régime continu

Cahier des charges

Type : oscillateur Colpitts
Fréquence : 3,76 à 3,86 MHz, les 100 premiers kHz dédié à la CW (IF = 10.240MHz).
Transistor UHF/VHF NPN MPSH10 : Fréquence de transition Ft = 600 MHz, Gain Bo = 60, Cbc = 0,7 pF, Cbe: 21 pF (à 2 mA), Fréquence de coupure Fc = Ft/Bo = 600/60 = 10 MHz, ( F5LVG utilise le BFR91A qui est bien meilleur Ft = 5 GHz, Bo =40 (min), Cbc = 0,6 pF, Cbe = 2,5 pF (à 2 mA), Fc = 125 MHz , je n’ai pas ce composant en stock, j’ai utilisé ce que j’avais) .
Accord par varicap: diode zener 1N4756.
RIT par varicap LED commandé par transistor NMOS 2N7000 fonctionnant en interrupteur.
Alimentation: 5V régulé extérieure au VFO.

Calcul de la capacité d’accord

Fosc = 4,11 MHz (F= Fosc + IF= 4,11 +10,240 = 14,350MHz
Cr = 50.Fosc MHz = 50*4,11=205pF
Ce = 100.Fosc MHz = 100*4,11 = 411pF
Cmax = 6000/FMHz = 6000/4,11 = 1459 pF
Cmax/2 = 729 pF
Pour obtenir une oscillation et une dérive minimum il faut que la capacité d’accord Caccord soit la plus grande possible et comprise entre Ce et Cmax/2 soit : 411 pF < Caccord < 729 pF. Je choisis donc C1 = C2 = 1000pF, Ca = 80pF (voir schéma figure 2). Ce qui donne (C1 en série avec C2) // Ca = (1000/2) + 80 = 580pF. Il me reste une marge de variation possible avec les diodes varicap de 100 pF environ.

Figure 4 – LTSPICE Analyse en régime variable

Calcul de la bobine d’accord

Avec Caccord = 500pF à 700pF on en déduit L compris entre 2,1uH et 3uH. Je choisis L=2,8 uH.

Analyse en régime continu

La figure 3 indique les valeurs des courants et tension du circuit. Pour le MPSH10 le courant Ic est fixé à 1,7 mA et le gain Bo (appelé BetaDC) du modèle = 100.

Analyse en régime variable

La sortie de l’oscillateur est chargée par une résistance de 5 KΩ qui représente la résistance d’entrée du Buffer. La figure 4 montre les courbes des tensions et courants principaux du circuit, tracées en faisant varier 2 paramètres: Wipertune et Wiperrit, pour connaître les bornes de la bande de fréquence avec RIT minimum et maximum. Nous obtenons dans le fichier SPICE Error Log le résultat de la mesure:
Measurement: f[m]
step   100/(t2-t1)
1   3.75089e+006
2   3.85194e+006
3   3.7484e+006
4   3.84954e+006
La partie de la bande balayée correspond bien aux 100 premiers KHz de la bande des 20 mètres. Le RIT décale la fréquence de 2,5 KHz environ.

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Figure 5 – Circuit oscillant interchangeable

Réalisation du circuit oscillant

J’ai adapté la méthode de F5LVG pour réaliser un circuit oscillant interchangeable (Figure 5). Le circuit oscillant (hors varicap) est monté sur une chute de plaque veroboard bakélite à bandes cuivrées au pas de 2.54mm . Trois contacts femelles de connecteurs Dupont sont soudés sur les bandes. Les condensateurs CMS NPo, le condensateur ajustable et la bobine sont soudés sur les bandes. L’ensemble est bien rigide. Il est destiné à être enfiché sur 3 broches au pas de 2,54 mm soudées sur le circuit imprimé. La bobine est constituée de 13 tours de fil de câblage de diamètre 0,5 mm, bobiné en vrac sur un tube de 21 mm. Deux petits bracelets de fil torsadé (chute de fil de câblage téléphone) maintiennent la bobine serrée.

Mesure du circuit Oscillant

La fréquence d’oscillation du circuit a été mesurée avec le vintage grid-dip Heathkit HD1250. Il m’indique F entre 3,7 MHz et 3,8 MHz.

3. Le buffer et les amplificateurs

L’ étage suivant l’oscillateur a été taillé sur mesure autour d’un 2n3904. Il vaut mieux savoir à qui j’ai à faire.

Figure 6 – Courbes caractéristiques du 2N3904

Pour fixer le point de fonctionnement, avec LTSPICE, j’ai commencé par tracer la courbe caractéristique d’entrée et la courbe caractéristique de transfert du transistor (figure 6).
La mesure simple du gain de mes 2n3904 effectuée au multimètre donne hfe = 125 à 150, je choisis 125. C’est le paramètre BF (Forward active current gain) qui indique le gain du transistor dans le modèle LTSPICE. Comme BF = 300 dans ce modèle, j’ai fixé ponctuellement BF = 125 en utilisant la directive alias AKO (A Kind Of) de LTSPICE.
Pour simplifier, j’ai choisi d’utiliser la même tension d’alimentation de 5V pour chaque étage du VFO.

4. Conception du buffer

Le buffer, figure 7, présente en entrée une haute impédance à l’oscillateur et une basse impédance en sortie à l’amplificateur suivant.

Figure 7 – Schéma du buffer

Cahier des charges

Type : collecteur commun (émetteur suiveur).
Tension d’alimentation Vcc : 5V.
Polarisation par pont de base.
Résistance d’entrée : haute > 4 KΩ.
Résistance de sortie : basse < 500Ω @ 4MHz.

Calcul du point de fonctionnement

Les résistances du pont de pont de base influent sur la résistance d’entrée, j’opte donc pour un faible courant de base et par suite un courant de collecteur faible. Je choisis Ic = 1,5 mA.
Pour une excursion maximum du signal, je fixe la tension d’émetteur Ve = Vcc/2 = 5/2 = 2,5 V.
Il vient résistance d’émetteur RE = 2,5/1,5 = 1,66 KΩ. Je n’ai pas en stock de résistance 1,66 KΩ la plus proche est 1,5 KΩ, j’opte donc pour RE = 1,5 KΩ.
Il vient Ic = 2,5/1,5= 1,67 mA. La tension de base Vb = Ve + Vce = 2,5 + 0,65 = 3,15 V. Sur le graphe figure 6 ou par le calcul on obtient le courant de base Ib = Ic/β = 1,67/125 = 13,36 uA. Pour un fonctionnement correct, le courant dans le pont de base Ip>>Ib, je choisis Ip = 10.Ib = 10 x 13,36 = 133 uA.

Figure 8 – Buffer: analyse en régime continu

Nous pouvons déduire la valeur des 2 résistances du pont de base RB2 =3,15/133 = 24 KΩ et RB1 = (5 – 3,15)/(133 + 13) = 12 KΩ. J’ai en stock 12 KΩ et 27 KΩ, j’opte donc pour ces 2 valeurs.
La simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu figure 8, montre Ic = 1,77 mA, Ib = 14 uA, Vce = 2,32 V d’où Ve = 5 – 2,32 = 2,68V valeurs proches de celles que j’ai fixées.

Calcul de la résistance d’entrée

Dans un tel montage la résistance d’entrée attendue est re = RB//(rbe+(β+1)Réqui) (cf Philippe Roux amplification_bipolaire.pdf).
RB = RB1//BR2 = 12//27 = 8,3 KΩ.
rbe = β.VT/Ic = 125 x 26 / 1,67 = 1,946 KΩ, avec VT = 26 mV à 25°C.
Réqui= rce//Re//RL.
rce = (Vce+|VA|)/Ic avec VA tension de Early du 2N3904 =-100V, rce=(2,5 + 100)/1,67 = 61,4 KΩ.
Réqui = 61,4//1,5//0,050 = 0,048 KΩ.
re = 8,3//(1,946+(125+1)0,048 ) = 4 KΩ.

Figure 9 – Buffer: simulation LTSPICE en régime variable

Le condensateur de liaison en sortie agit comme un filtre passe haut. La valeur choisie 100 pF intervient dans le calcul de Réqui. A 4 MHz sa valeur Xc = 400 Ω n’est pas négigeable. La résistance diminue avec la fréquence comme le montre l’ analyse en régime variable de LTSPICE figure 10.

Analyse en régime variable

La sortie du buffer est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 9 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement.

Le graphe de la figure 10 montre la résistance d’entrée re = 7,2 KΩ @ 4 MHz.

Le graphe de la figure 11 montre la résistance de sortie rs = 400Ω @ 4 MHz.

Le signal issu du buffer n’est pas assez puissant pour alimenter le mélangeur à diode. Il me faut environ 7 à 13 dBm sur 50 Ω, soit environ 5 à 17 mW. Une petite partie du courant variable est aussi nécessaire pour alimenter le fréquencemètre. Pour cette raison, j’ai choisi de construire un amplificateur dédié au VFO proprement dit pour alimenter le mélangeur et un amplificateur pour alimenter le fréquencemètre.

Figure 10 – Buffer: graphe de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Figure 11 – Buffer: graphe de la résistance de sortie

Figure 12 – Schéma de l’amplificateur du fréquencemètre

5. Conception de l’amplificateur du fréquencemètre

J’ai choisi de commencer par celui-ci pour pouvoir passer ensuite à un premier montage du VFO afin de vérifier sa stabilité. Il serait inutile d’aller plus loin si je constatais une dérive trop importante du signal.

Cahier des charges

Type: émetteur commun.
Tension d’alimentation Vcc : 5V.
Polarisation par pont de base et résistance d’émetteur.
Résistance d’entrée : haute > 4 KΩ.
Résistance de sortie : basse < 500Ω @ 4MHz.

Figure 13 – Amplificateur du fréquencemètre: analyse en régime continu

Calcul du point de fonctionnement

L’examen de la caractéristique d’entrée et de la caractéristique de transfert me permet de choisir Ib = 24 uA et Ic = 3 mA. En choisissant RE = 100Ω, il vient la tension de base Vb = Vbe + VRE = 0,68 + 100*0,003 = 0,98V. L’intensité du pont de base Ip = 10Ib = 10*24 = 240 uA. On en déduit les résistances du pont de base:
RB2 = Vb/Ip = 0,98/0,240 = 4,083 KΩ = 3,9 KΩ valeur standard la plus proche,
RB1 = (Vcc – Vb)/(Ip + Ib) = (5 – 0,98)/(0,24+0,024) = 15,227 KΩ = 15 KΩ valeur standard la plus proche.

En choisissant la tension de collecteur Vc = 5/2 = 2,5 V pour obtenir l’excursion maximum du signal, il vient la résistance de collecteur Rc= 2,5/3 = 833 Ω = 820 Ω valeur standard la plus proche.

Analyse en régime continu

La figure 13 montre le résultat de la simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu. Les valeurs obtenues sont très proches de celles que j’ai calculées: Ic = 2,79 mA, Ib = 22,1 uA, Vce = 2,43 V.

Figure 14 – Amplificateur du fréquencemètre: simulation LTSPICE en régime variable

Analyse en régime variable

La sortie de l’amplificateur est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 14 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement.

6. Réalisation partie 1

Comme je l’ai indiqué, j’ai réalisé une première partie du VFO comprenant les blocs oscillateur, buffer, amplificateur du fréquencemètre.
Le circuit est câblé sur une plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm ( figure 15 et figure 16).
On trouve maintenant sur Ebay des modèles de ce type d’excellente qualité pour 45 centimes environ en les achetant par paquet de 5 ou plus.
L’espacement entre les pastilles permet de souder les petits composant CMS 1206 et 0805.
Des connecteurs sont placés en fin de chaque étage pour permettre les mesures.
Comme on peut le voir, il reste encore beaucoup de place pour y loger les autres blocs du circuit.

Figure 15 – VFO V3: partie 1, face composants

Figure 16 – VFO V3: partie 1, face connexions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

7. Test partie 1

La figure 17 montre le dispositif de test.
Le VFO est simplement posé sur la table de travail.
La boîte de délicieuses sardines à l’huile du Portugal contient maintenant une alimentation stabilisée LM317 très bien filtrée, ajustable dont la sortie est réglée sur 5V au moyen d’un simple petit cavalier. Son entrée est reliée à l’alimentation stabilisée principale de 13,8V, sa sortie est reliée au VFO à tester.
Le circuit oscillant a été enfiché sur ses 3 broches.

Figure 17 – VFO V3: partie 1, dispositif de test

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Fréquencemètre à microcontrôleur PIC maison.

Test 1: Mesure du signal

La sonde passive de l’oscilloscope est connectée à la sortie de l’amplificateur du fréquencemètre (figure 17). La mesure est réalisée à vide. Réglage de l’oscilloscope Y = 50mV/cm, X = 0.5us/cm. La figure 18 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 1,8cm*10*50mV/cm = 900mV, T = 0,5cm*0,5us/cm = 0,25us, F = 1/T = 4MHz.
Première observation: en suivant les calculs indiqués par F5LVG, l’oscillateur fonctionne du premier coup.

Figure 18 – VFO V3: partie 1, mesure du signal de sortie

Test 2: Dérive de fréquence

Le VFO est simplement posé sur la table de travail, aucun boîtier ne le protège, il est donc exposé aux variations de l’air ambiant de la pièce. La sortie du VFO est reliée au fréquencemètre. Le fréquencemètre est programmé pour ajouter 10240000 Hz à la fréquence lue, ce qui veut dire que la fréquence réelle du VFO se situe autour de 3,811 MHz , valeur très proche de celle observée lors de la simulation LTSPICE. Le test a duré 6h. L’enregistrement de la fréquence a commencé après un temps de chauffage de 15mn.
La figure 19 montre le résultat obtenu.

Description du tableau:

colonne 1: t = temps en minutes,
colonne 2: F(t) = fréquence lue,
colonne 3: dérive F(i) – F(i-1),
colonne 4: heure réelle de l’observation pour mémoire.

Analyse de la courbe

La courbe est croissante.
On observe 3 zones:

de F(0) à F(25) les 25 premières minutes, la fréquence dérive de 608 Hz,
de F(25) à F(75) la dérive de fréquence diminue progressivement = (F(75)-F(25))/(75-25) = (14051850-14051410)/(75-25) = 8,8 Hz/mn ou 528 Hz/heure,
de F(75) à F(360) zone linéaire, la dérive = (F(360)-F(75))/(360-75) = (14052500-14051850)/(360-75) = 2,3 Hz/mn ou 137 Hz/heure.

Deuxième observation: la dérive devient acceptable au bout de 25 mn de fonctionnement.

Figure 19 – VFO V3: partie 1, dérive de fréquence

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

8. Réalisation partie 2

Il s’agit de monter la commande du circuit oscillant et d’en vérifier l’effet sur la stabilité de l’oscillateur. Comme le montre le schéma figure 2, la fréquence de l’oscillateur peut être modifiée par une diode varicap (VCO). Un potentiomètre 10 tours applique la tension de commande de 0 à 5 Volts à la diode varicap. J’utilise une diode zener 1 Watt 47 Volts du type 1N4756. Comme l’indique F5LVG l’alimentation de la varicap est faite par le point froid pour éviter d’amortir le circuit oscillant par le circuit d’alimentation.

9. Test partie 2 – Mesure de la dérive de fréquence

Test 3: Les conditions de test sont identiques à la partie 1

Aucune protection particulière pour le VFO qui est simplement posé sur la table de travail. Le circuit est mis sous tension. On amène la fréquence de l’oscillateur dans la bande de travail aux environs de 14 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 20 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

La courbe est croissante.
On observe 3 zones:

de F(0) à F(40) les 40 premières minutes, la fréquence dérive de 2040 Hz, soit une dérive de 51 Hz/mn,
de F(40) à F(250) la dérive de fréquence diminue progressivement = (F(250-F(40))/(250-40) = (14004000-14002960)/(250-40) = 5 Hz/mn ou 300 Hz/heure,
de F(250) à F(869) zone quasi constante, la dérive = (F(869)-F(250))/(869-250) = ((14004384-(14004000)/(869-250) = 0,6 Hz/mn ou 37 Hz/heure.

Première observation: la dérive de fréquence pendant les 30 premières minutes est plus importante que celle observée dans la partie 1.

Deuxième observation: la dérive devient acceptable au bout de 40 mn de fonctionnement.

Figure 20- VFO V3: partie 2, dérive de fréquence

Figure 21 – VFO V3: partie 2, dispositif de test 4

Test 4: Le circuit est placé dans une boîte

Le VFO est placé simplement dans une boîte de sardines non fermée comme le montre la photo ci-contre figure 21. Le circuit est mis sous tension. On amène la fréquence de l’oscillateur en haut de la bande de travail aux environs de 14.105 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 22 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

Le test a duré 8 heures. La température ambiante Ta de la pièce n’est pas stable, elle croît au fur et à mesure de l’expérience: 19°C =< Ta <= 22°C. On constate une très grande amélioration de la stabilité. La courbe est croissante, constante puis décroissante.

On observe 3 zones:

de F(0) à F(50) les 50 premières minutes, la fréquence dérive de 224 Hz, soit une dérive de 4 Hz/mn ou 240 Hz/heure,
de F(50) à F(110) la dérive de fréquence est nulle F = 14105648 Hz,
de F(110) à F(480) les 370 dernières minutes, la dérive = (F(110)-F(480))/(480-110) = ((14105648-(14105264)/(480-110) = -384 Hz, soit 1 Hz/mn ou 60 Hz/heure.

Première observation: le VFO placé dans un simple boîtier non fermé isolé de son alimentation, la dérive de fréquence est minime, le VFO est quasi stable.

Deuxième observation: en calant à l’aide du potentiomètre le VFO sur sa fréquence la plus basse, je lis F=13 965 952 Hz, la bande balayée = 14 105 424 – 13 965 952 ≈ 140 Khz résultat très proche de ce que prévoyait le modèle simulation LTSPICE. Le modèle est fiable.

Troisième observation: la diode zener ne dégrade pas les performances du VFO et s’avère simple et économique en diode varicap.

Quatrième observation: Le bobinage à air en vrac en évitant l’utilisation d’un tore par toujours disponible, donne un excellent résulat.

Conclusion: il est possible d’obtenir un VFO stable dans cette bande de fréquences avec des composants courants.

Figure 22- VFO V3: partie 2, test 4, dérive de fréquence

10. RIT

10.1. Description

Le RIT permet de décaler la fréquence de réception de quelques dizaines voire quelques centaines de Hz autour de la fréquence d’émission. J’ai remanié légèrement le schéma de la figure 2 qui me paraissait un peu confus sur le traitement du RIT. Au final, le nouveau schéma est représenté figure 23.

Figure 23 – Schéma de l’oscillateur

Finalement, j’ai opté pour une diode zener 1N4756 utilisée en varicap. Elle est placée en parallèle sur le circuit d’accord et alimentée du côté froid comme sa soeur utilisée pour l’accord principal. Sa tension inverse est commandée par un potentiomètre dont la plage de variation est elle-même commandée par le transistor MOS FET à canal N 2N7000 fonctionnant en commutation.

En émission, la tension de grille du 2N7000 est égale à 12V, saturant le transistor qui se comporte comme un interrupteur fermé. Les résistances placées en série avec le drain et avec la source sont égales, fixant la tension du potentiomètre à Vcc/2 soit 5V/2=2,5V. A cette tension correspond une valeur de la capacité de la diode zener, constante sur toute la bande, en parallèle à la capacité d’accord.

En réception, la tension grille du 2N7000 est mise à 0V, bloquant le transistor qui se comporte comme un interrupteur ouvert. Le courant passe alors par le réseau résistif formé par la résistance de drain, la résistance de source, deux résistances égales R2 et R6 placées chacune de part et d’autre du potentiomètre et le potentiomètre lui-même. Les résistances R2 et R6 fixent les limites de la plage de variation de la tension du potentiomètre et par conséquent de la capacité variable de la diode 1N4756. Nous pouvons facilement estimer les limites de cette plage. Les résistances de drain et de sources ont une valeur négligeable au regard des autres résistances, nous calculons 5V(82/(82+82+50)) = 1,92V et 5V-1,92V= 3,08V. La capacité de la diode pourra varier autour de la tension inverse 2,5V+-0,58V. Toutefois, rien n’est parfait, la courbe de variation de la capacité de la diode en fonction de sa tension inverse n’est pas linéaire. Ce qui a pour conséquence de ne pas donner une variation de fréquence symétrique autour de la fréquence d’émission. Mais j’en resterai là pour l’instant cela me suffit amplement.

Test 5: Mesure de la dérive de fréquence du circuit avec RIT

Les conditions de test sont identiques au test 4. On amène la fréquence de l’oscillateur en haut de la bande de travail aux environs de 14.175 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 24 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

Le test a duré 6 heures. La température ambiante Ta de la pièce = 26°C. On ne constate pas de dégradation de la stabilité. La courbe est croissante. La dérive totale de fréquence est de 990Hz dont près de la moitié, la première demi-heure de fonctionnement.

Figure 24- VFO V3 avec RIT: test 5, dérive de fréquence

11. The ultimate experience

11.1. Description

Fort de ces premières expériences, je décidais de reprendre le circuit d’accord. Quel bonheur ce circuit d’accord amovible ! J’enroulais un nouveau bobinage selon le même principe que le premier pour obtenir une inductance plus faible. La bobine est constituée maintenant de 11 tours de fil de câblage de diamètre 0,5 mm, bobiné en vrac sur un tube de 21 mm. J’y soudais 2 condensateurs de 1000 pF au polystyrène montés en série soit 510 pF mesuré au capacimètre (condensateur de qualité acheté chez Radiospares). Un passage au vintage grid dip HEATHKIT HD-1250 montre un dip à 4Mhz. Ce qui, d’emblée, me rassure. Le circuit est placé sur le VFO, les capacités des diodes varicap sont réglées au maximum pour se caler en début de bande, le compteur marque 14,327120 MHz soit en réalité 4,087120 MHz (pas mal non!). J’avance maintenant à tâtons. Je soude tour à tour 3 condensateurs céramique ordinaires pour atteindre la fréquence attendue 3,760 MHz. Voici ce que j’obtiens :

avec 68 pF, le compteur marque 14,106800 MHz soit en réalité 3,866800 MHz,
avec 82 pF , le compteur marque 14,064880 MHz soit en réalité 3,824880 MHz,
avec 110 pF , le compteur marque 13,990496 MHz soit en réalité 3,750496 MHz.

Je remplace maintenant ce dernier par 2 condensateurs de qualité montés en parallèle: 1 condensateur NP0 de 100 pF (provenance W8DIZ), 1 condensateur ajustable céramique MURATA 4,2 – 20 pF (provenance Radiospares). Avec le trimmer je cale le VFO en début de bande. Parfait !

Avant de passer aux essais je veux en savoir un peu plus sur les valeurs LC de mon circuit d’accord. Rien de plus simple avec un peu de math !

Nous pouvons écrire les égalités:
Lω₁ = 1/C₁ω₁ (1)
Lω₂ = 1/C₂ω₂ (2)
dans lesquelles:
ω₁ = 2πf₁
ω₂ = 2πf₂
Posons (1)/(2), il vient:
Lω₁/Lω₂= C₂ω₂ / C₁ω₁
en simplifiant: f₁/f₂= C₂f₂ / C₁f₁
ou f₁²/f₂²= C₂ / C₁

Utilisons les valeurs relevées au cours de l’expérience:
f₁= 4,087120 MHz
C₁= ?
f₂= 3,750496 MHz
C₂= C₁ + 110 pF
Il vient:
f₁²/f₂²= (C₁ + 110 pF) / C₁ = 1 + (110 pF/C₁)
Soit:
C₁ = 110 pF /( f₁²/f₂²- 1 ) = 586 pF.
Comme initialement nous avons posé 2 condensateurs polystyrène en série d’une valeur de 510 pF il est possible d’estimer que la somme des capacités parasites et des diodes varicap = 586 – 510 = 76 pF. Avec (1) nous calculons aussi L = 2,59 uH. Ces informations sont précieuses.

11.2. Test 6

Le VFO est mis sous tension, réglé en début de bande. J’attends 15 mn de chauffage. Je mesure 14,002160 MHz. Ici plus besoin de graphe! Le VFO ne bouge pas d’un iota pendant 2 heures. Après 3 heures de fonctionnement je note 14,002144 MHz, soit une dérive de -16 Hz en 3 heures!
Je constate que l’étendue de la bande a diminué. Elle est maintenant de 50 KHz. Ce qui me satisfait pour l’écoute de la CW. J’ obtiens un VFO parfaitement stable.

Figure 25 – Schéma de l’amplificateur du VFO

12. L’ Amplificateur du VFO

12.1. Description

Au vu de cet excellent résultat je peux achever la réalisation de son amplificateur. Ci-contre, figure 25, le schéma. Il doit fournir 7 dBm sur 50 Ω au mélangeur à diodes. Le bruit du VFO va se mélanger au signal de la bande reçue. Outre la recherche de la stabilité, Il faut aussi chercher à limiter ce bruit. Iulian Rosu YO3DAC – VA3IUL dans son VFO Vackar à très faible bruit de phase, utilise des BD135, BD136 avec un faible courant Ic de l’ordre de 6 à 9 mA pour Icmax de 60 à 90 mA. Cette idée m’a paru séduisante d’autant que j’ai quelques BD135 en stock. J’ai repris son schéma que j’ai adapté à ma tension d’alimentation pour obtenir le même courant Ic. Le transformateur de sortie et le filtre ont été adaptés à la fréquence de mon VFO. Le transformateur en calculant les réactances, le filtre en utilisant AADE Filter design.

Figure 26 – Amplificateur du VFO: analyse en régime continu

12.2. Calcul du point de fonctionnement

Dans le montage original Vb = Vcc/2 = 8/2 = 4 V. Je conserve le même rapport Vb = 12/2 = 6 V. Le courant collecteur ne change pas Ic = 6mA. La résistance d’émetteur découplée Re doit augmenter de (6-4)/6 = 0,333 KΩ soit Re = 470 + 333 = 803 Ω soit 820 Ω valeur normalisée la plus proche. La simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu figure 26, montre Ic = 6,14 mA, Ib = 68,7 uA, Vce = 6,06 V.

12.3. Analyse en régime variable

Calcul du transformateur de sortie d’ après les données du montage original:

primaire = 1.3 uH, réactance inductive = 59 Ω@7,3 MHz,
secondaire = 0.1 uH, réactance inductive = 4,5 Ω@7,3 MHz,
condensateur d’accord = 470 pF.

En rapportant ces valeurs à ma fréquence d’utilisation:

primaire = 2.27 uH @ 4,1 MHz,
secondaire = 0.175 uH @ 4,1 MHz,
condensateur d’accord = 820 pF valeur normalisée la plus proche.

La sortie de l’amplificateur est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 27 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement. Une tension Vp = 100 mV en entrée devrait permettre d’obtenir Vp= 710 mV en sortie soit les 7 dBm attendus.

Figure 27 – Amplificateur du VFO: simulation LTSPICE en régime variable

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

12.4. Le filtre passe-bas de sortie

Il est du type elliptique appelé aussi filtre de Cauer. Il a été calculé à l’aide de AADE filter design. La figure 28 montre ses caractéristiques. La figure 29 montre le résultat de la simulation LTSPICE. Dans la bande qui nous intéresse, les pertes par réflexion S11 se situent en dessous de -10 dB avec un creux à -27 dB à 3,84 MHz indiquant une bonne adaptation d’impédance. Le paramètre de transfert S21 montre une légère ondulation de -1 dB à 0 dB.

Figure 28 – Filtre passe-bas

Figure 29 – Filtre passe-bas: simulation LTSPICE

12.5. Réalisation

Le circuit de sortie formé par le transformateur, son condensateur d’accord et le filtre passe-bas sont montés sur un morceau de plaquette amovible du type veroboard à bandes cuivrées munie de connecteurs Dupont (voir plus haut circuit LC amovible du VFO). Cette plaquette est enfichée sur des picots soudés à la plaque de base du VFO. Chaque bobine est réalisée sur tore T50-2 avec du fil de cuivre émaillé de 0.4 à 0.6 mm récupéré sur une ancienne alimentation de PC. Le secondaire du transformateur est réalisé avec un bout de fil de cuivre isolé récupéré sur un câble téléphonique et enroulé sur le primaire. Le calcul peut être fait simplement en utilisant mini tore calculateur de DL5SWB.

12.6. Test 7: Mesure du signal

Figure 30- VFO V3: test 7, mesure du signal de sortie

Une résistance de 50Ω est connectée à la sortie de l’amplificateur. La sonde passive de l’oscilloscope est connectée en position x10 à la sortie de l’amplificateur. Réglage de l’oscilloscope Y = 50mV/cm, X = 0.5us/cm. La figure 30 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 1,45cm*10*50mV/cm = 725mV, T = 0,5cm*0,5us/cm = 0,25us, F = 1/T = 4MHz.
J’obtiens les 7dBm attendus.

12.7. Test 8: Fonctionnement en réel

Chaque circuit étant constitué d’un module soudé sur une carte mère, l’échange du circuit est très facile. L’ancien module VFO est démonté, le nouveau est placé sur la carte mère. Il est relié à l’entrée du mélangeur à diodes avec un morceau de câble RG174. Le récepteur est mis sous tension. Je me cale au hasard sur CT1HMN que je reçois fort et clair et qui reste un long moment sur la même fréquence à réaliser plusieurs QSO avec d’autres stations. Parfait, la fréquence ne dérive pas.

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
STABILITE DES OSCILLATEURS – F5LVG, Olivier ERNST
Very Low Phase Noise Vackar VFO for HF Transceivers – YO3DAC / VA3IUL, Iulian ROSU

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