1. Expression des besoins

L’une des étapes importantes de la réalisation d’un TRX est la conception des filtres. De la mesure de leurs caractéristiques, bande passante, réjection, atténuation, dépend le fonctionnement optimal de l’appareil. De même, la mesure du gain et de la linéarité de la chaîne d’émission driver et PA.

Voici en résumé quelques utilisations possibles de cet appareil :

• déterminer les caractéristiques Fp et Fs des quartz,
• Tester un filtre à quartz , tracer les caractéristiques des filtres passe-bande, passe-bas d’un transceiver décamétrique,
• Mesurer le gain et la linéarité de la chaîne d’ émission driver et PA,
• Analyser les antennes décamétriques à l’ aide d’ un pont de mesures.

2. Cahier des charges.

Notre générateur sera composé de 2 oscillateurs LC de type Hartley, l’un pour la bande de 3 à 9MHz (<10MHz), l’autre pour la bande 10 à 30MHz, suivi d’ un amplificateur feedback et d’un atténuateur calibré.

Amplificateur feedback: environ 10 dBm sous 50 Ohms

Atténuateur calibré : -10 db à -50 dB au pas de -10 dB

Affichage numérique interne ou externe de la fréquence de sortie.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

3. Description de l’appareil

F6FEO, a retenu un montage de W7ZOI qui a servi de base au projet. En figure 1 ci-contre, le schéma fonctionnel réalisé avec Inkscape disponible ici. L’appareil se compose de 4 modules :

• le générateur HF,
• l’atténuateur sélectif ,
• le fréquencemètre (optionnel peut être externe),
• l’alimentation linéaire régulée.

4. Le générateur HF

En figure 2 ci-dessous le schéma original de F6FEO. Deux VFO à JFET J310, l’un pour la bande 3MHz à 9MHz, l’autre pour la bande 10MHz à 30MHz génèrent le signal. Chaque VFO est muni d’un RIT à varicap qui permet d’affiner le réglage de la fréquence et d’un filtre pour obtenir une bonne pureté du signal. Le choix de l’une ou l’autre bande se fait par commutation de l’alimentation et liaison par diode PIN à l’étage amplificateur suivant.

J’ai réalisé la bobine L1 du 1er VFO sur un mandrin LIPA de 8mm à noyau de fer réglable de récupération. Les 3 tours de couplage sur L1 prévus à l’origine sur le schéma me donnaient un signal déformé ont été ramenés finalement à 1 seul tour pour obtenir un signal correct.

La réalisation de la bobine L2 du 2^nd VFO comme indiqué sur le schéma ne m’a pas permis d’obtenir une oscillation stable. J’ai obtenu un résultat correct en bobinant 15 tours de fil avec une prise à 4 tours sur un tore à poudre de fer T50-6. Un seul tour de couplage est nécessaire. Le dosage du couplage sur chaque oscillateur doit être soigné et ajusté empiriquement pour obtenir sur les 2 bandes le même niveau de tension.
Le modèle LTSPICE du 1er VFO, figure 3 montre la forme des signaux en divers point du circuit. Idem la figure 4 pour le 2nd VFO.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 2 – Schéma du circuit générateur

Figure 3 – Générateur HF bande 3MHz à 9MHz – Simulation LTSPICE

Figure 4 – Générateur HF bande 10MHz à 30MHz – Simulation LTSPICE

5. L’atténuateur sélectif.

En figure 5 ci-dessous le schéma. Il comprend en série 1 atténuateur -10dB et 2 atténuateurs -20dB. Chaque atténuateur peut être shunté par un relais DPDT au moyen d’un commutateur rotatif 1 circuit 6 positions pour obtenir 0dB, -10dB, -20dB, -30dB, -40dB -50dB.

Pour les amateurs de simulation LTSPICE, j’ai réalisé un modèle de commutateur rotatif à partir du modèle fourni dans la documentation LTSPICE, voir encadré en bas de la figure 5. J’en explique le principe en quelques mots. La source de tension V2 génère une rampe avec la fonction Piecewise Linear. A chaque instant t la valeur de cette tension est transmise au sous-circuit rty_switch5 par la directive X5p rot1 51 52 53 54 55 rty_switch5 BRKF=0.01 dans laquelle

rot1= tension de la rampe à l’instant t,

51 à 55 : désignent les 5 plots du commutateur de-10dB à -50dB,

BRKF= espace de temps entre chaque transition.

Le sous-circuit en fonction de rot1 calcule la tension de chaque plot 51 à 55 = 12V ou 0V. Les plots commandent les diodes qui commandent les relais. Le chronogramme de la figure 5 montre les tensions obtenues en différents points du circuit avec une sinusoïde de 1V crête à 10MHz en entrée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 5 – Générateur HF Atténuateur – Simulation LTSPICE

6. Le fréquencemètre

Michel a opté pour un module acheté sur Ebay. J’avais 2 possibilités, soit construire une version de mon appareil décrite ici soit utiliser sa version externe décrite ici. J’ai préféré ce dernier choix.

7. L’alimentation linéaire régulée

Elle fournit 12V sous 500mA. Elle est construite autour d’un LM317 programmé pour obtenir 12V, schéma figure 6 ci-dessous. En cas d’utilisation d’un fréquencemètre interne prévoir la source de tension supplémentaire adaptée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 6 – Alimentation linéaire régulée

8. Réalisation

Le générateur et l’atténuateur sont réalisés sur deux plaques époxy cuivrées double face d’environ 6,5×9,5 cm. L’alimentation sur une plaque époxy cuivrée simple face de 7×10,5cm. Les circuits sont réalisables entièrement à la main sans matériel particulier.

J’ai utilisé pour sa réalisation quelques feutres indélébiles de différentes pointes, un petit foret de 1 mm, une petite fraise pour évaser les trous, une perceuse à colonne, une boîte plastique provenant d’un emballage destiné à la poubelle pour le bain de perchlorure.

J’ai dessiné les circuits à main levée sur une page de cahier quadrillée 5x5mm. J’ai reporté le dessin obtenu sur une feuille de papier calque pour en obtenir le tracé miroir. Ce tracé a été ensuite reporté sur le cuivre à l’aide d’un papier carbone. Toutes les faces ont été étamées à chaud avec de la soudure.

Figure 7 – Générateur recto

Figure 8 – Générateur verso

Figure 9 – Atténuateur recto

Figure 10 – Atténuateurverso

9. Mesures

Après un temps de chauffage de quelques minutes le signal affiché sur le fréquencemètre reste stable. L’examen à l’oscilloscope du signal de sortie sur une résistance de 50 Ohms montre une sinusoïde parfaite figure 11 ci-dessous. La mesure de la la tension de sortie du 1er générateur sur une résistance de 50 Ohms donne environ 2V crête constant sur toute la bande de 3MHz à 9MHz. Le graphe de la figure 12 sur la bande 10MHz à 30MHz montre une tension crête de sortie quasi constante de 2V jusque 24MHz, cette tension diminue lentement à 1,3V à 30MHz.

Le graphe tracé avec Graph est disponible ici.

Figure 11 – Signal de sortie

Figure 12 – Tension crête de sortie en fonction de la fréquence de 10 MHz à 30 MHz

10. Montage

Le boîtier de base provient d’une alimentation de PC HS. La face avant a été découpée dans de l’alu de 2mm. Le circuit générateur est placé au dessus de l’atténuateur.

Figure 13 – Générateur HF face avant

Figure 14 – Générateur HF intérieur

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• Alimentation linéaire régulée ajustable 13,8V – 34V contrôlée en courant
• Générateur HF 3MHz à 30MHz
• ROS-mètre

1. Analyse du système de mesure

Le circuit se divise en 2 parties :

• la mesure, qui est analysée ici,
• l’affichage qui peut être au choix réalisé par un galvanomètre ou un affichage numérique.

Le circuit de mesure est composé de 2 transformateurs T1 et T2 et de 2 résistances de 50Ω.
T1 est un transformateur abaisseur de courant placé en série avec la source.
T2 est un transformateur de tension placé en parallèle à la charge.

1.1. Paramètres du système

Zc : impédance nominale le charge = 50Ω.
Pqro : Puissance maximum délivrée par la source de courant = 25W. C’est ma puissance maximum QRO.
Pqro = Uc²/2Zc où Uc = Tension crête,
On en déduit Uc = √(Pqro*2Z) = √(Pqro*100) = 10√(Pqro) = 10√25 = 50V.
Pour obtenir 50V crête sur 50Ω il faut I crête = 1A.
N: rapport de transformation de T1 et T2.
Je veux obtenir Ua=5V maximum à l’entrée de mon système d’affichage. Cette valeur est bien au-dessus du seuil de conduction des diodes Schottky 5v>>0,2V. J’ai aussi choisi cette valeur pratique et compatible avec une entrée ADC d’un microcontrôleur PIC ou autre (qui pourrait remplacer le galvanomètre).
On en déduit le rapport de transformation N = 50V/5V = 10.

Figure 1 – Circuit équivalent avec une charge de 50 Ohms

1.2. Schéma équivalent

Le schéma équivalent modélisé sur LTSPICE figure 1 est constitué:

• d’un générateur de courant I1 délivrant 1A/N crête qui représente T1,
• d’un générateur de tension V2 = I1*Zc/N = 50V/N à la charge nominale qui représente T2,
• d’une résistance R1 = 50Ω en parallèle à I1,
• d’une résistance R2 = 50Ω en série avec V2.

1.3. Paramètres du modèle

Les éléments indiqués permettent d’adapter le système à votre cas de figure:

• z : impédance de la charge entrée sous forme de liste de différentes valeurs en module,
• Imax =1A : intensité du courant crête délivré par la source,
• N =10 : rapport de transformation de T1 et T2,
• v = (z*Imax)/N tension délivrée par le générateur de tension.

Figure 2 – Circuit équivalent avec une charge de 150 Ohms

1.4. Mesures effectuées

Outre les graphes des tensions et courants du système, le modèle calcule:

• Vm : tension crête au point M (tension réfléchie),
• Vp : tension crête au point P (tension incidente ou directe),
• ρ = Vm/Vp,
• ROS = (1+ρ)/(1-ρ),

Attention à la polarité de I1 et V2. Les courants de I1 et V2 s’annulent. En cas d’inversion Vp et Vm sont inversés.
Les résultats sont enregistrés dans le fichier Error Log de LTSPICE.

Ci-dessus, figure 1 le résultat obtenu avec une charge de 50Ω. On obtient les valeurs nominales :

• aucun courant dans R1, I1 ne débite pas,
• IR2 = 0,1A (puissance moyenne dissipée dans R2 = 0,25W)
• Vm = 0
• Vp = 5V
• ROS = 1

Figure 2, désadaptation importante avec une charge de 150Ω:

• I1 débite du courant dans R1 = 0,1A
• IR2 = 2A (puissance moyenne dissipée dans R2 = 1W)
• Vm = 5V
• Vp = 10V
• ROS = 3

L’appareil ne doit pas être utilisé au delà de cette valeur.
Plus la désadaptation est grande, plus le courant augmente. Il y a risque de destruction de l’appareil en cas de branchement sans charge (Zc infinie).

Figure 3 – Schéma du circuit

2. Schéma du circuit

Figure 3, le schéma réalisé avec le logiciel libre KiCad disponible ici.

Remarque
Le circuit d’affichage est doublé pour alimenter les 2 canaux ADC d’un microcontrôleur (en prévision). Il peut être simplifié à un seul canal si on n’envisage pas ce montage en plaçant l’inverseur sur les points M et P.

2.1. Calcul des composants

Le ROS-mètre est calculé sur mesure avec ce cahier des charges :

• 5W mini en QRP
• 25W maxi en QRO
• galvanomètre 100uA, avec cette échelle graduée jusqu’à 100 il est très facile de calculer le rapport de tension qui donne le ROS.

Les transformateurs T1 et T2 sont des FT50-43. Sur chacun, on bobine 10 tours de fil 0,6mm. La spire unique est constituée par la passage du câble coaxial RG58.

2.1.1. Calcul du potentiomètre de tarage

Pour obtenir la sensibilité maximum il faut que le potentiomètre de tarage Rv fasse dévier l’aiguille du galvanomètre à pleine échelle.
On calcule à 25W : Ia max = 100uA = 5V/Rv ou Rv=5V/0,1mA = 50kΩ.
Cependant il faut se prémunir contre une désadaptation importante et, puisque l’appareil est limité à un ROS de 3 qui donne une tension de mesure de 10V,
on calcule Rv = 10V/0,1mA = 100kΩ. On obtient à la valeur nominale une lecture pleine échelle à mi-course du potentiomètre.
A 5W En utilisation QRP, de la même façon on calcule Uc = 10√5 = 22,36V.
Avec le même rapport de transformation Ua = 22,36/10 = 2,23V qui reste encore au dessus du seuil de conduction des diodes Schottky.
On obtient 2,23/0,1 = 22,3kΩ pleine échelle soit 1/4 de tour de Rv.

3. Limites

En dessous de 1W, sauf à avoir un grande désadaptation de la charge, la tension réfléchie n’est plus mesurable.

Figure 4 – Courbe de puissance transmise

4. Mesures

Plutôt que de parler de ROS, je préfère exprimer la puissance transmise P = Pi-Pr, figure 4.
On pose ρ = Vr/Vi.
Puisque ρ est un rapport de tension à la même impédance on peut écrire ρ² = Pr/Pi.
En ramenant à l’unité Pi si Pi ≠ 0 on écrit
P/Pi = 1-Pr/Pi = 1-ρ²

Exemple si Vr = 20 et Vi = 100 alors ρ=0,2.
P/Pi = 1-0,2*0,2 = 0,96 ou 96% et Puissance perdue = 4%.

Le fichier Graph est disponible ici.

Il n’est pas toujours possible d’obtenir un ROS de 1.
L’écart d’un point S correspond à un rapport de puissance de 4.
Si Vr/Vi= 0,5 (ROS = 3) alors la puissance transmise = 75%
Si nous sommes reçu S9 avec 100W émettre avec 75W se traduira par une baisse de 1/3 de point S.

Figure 5 – Courbe du rapport de transformation

5. Utilisation

Toujours connecter une charge.
Au départ inverseur sur Vref et potentiomètre au maximum de résistance.
Si tout va bien, inverseur sur Vdir. Tourner le potentiomètre jusqu’à avoir une lecture pleine échelle (100 sur mon galvanomètre).
Inverseur sur Vref. Calculer ρ = Vref/Vdir.

Pour changer le rapport de transformation utiliser le graphe ci-contre figure 5, disponible ici.

6. Montage

Le boîtier de base provient d’une alimentation de PC HS. Le circuit est réalisé en l’air (pas de gravure). Une petite plaque époxy cuivrée sert de support aux cosses sur lesquelles sont soudés les composants au plus court.
Les 2 transformateurs sont séparés par un écran fait d’une plaque d’époxy cuivrée double face, soudée perpendiculairement à la plaque de base.
Le blindage du RG58 doit être enlevé au plus court. Une seule extrémité est soudée à la masse, voir photos ci-dessous.

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• Alimentation linéaire régulée ajustable 13,8V – 34V contrôlée en courant
• Générateur HF 3MHz à 30MHz
• ROS-mètre

Elle est le fruit d’un travail commun avec Michel F6FEO qui m’a apporté son conseil éclairé pendant la réalisation.

1. Schéma

Ci-dessous figure 1, Le schéma de l’alimentation réalisé avec le logiciel libre KiCad. Il est le résultat de la fusion d’un schéma fourni par Michel F6FEO portant notamment sur le contrôle de l’intensité, et d’un autre paru dans le W1FB QRP Notebook page 27 figure 3-1 qui traite du bruit dans les alimentations.

Le coeur du montage est un régulateur de tension intégré de type LM338K,  version ancienne en boîtier TO-3 qui supporte 50W . Une version plus récente en boîtier TO-220 du LM3338T, supporte 25W.  Attention sur ebay circulent de fausses versions du lm338K. Les fichiers KiCad sont disponibles ici .

Figure 1 – Schéma de l’alimentation

2. Le transformateur

J’ai opté pour une alimentation de type linéaire et non à découpage, l’abaissement de la tension secteur se fait grâce à un transformateur de type 230 V / 25 V provenant de Radiospare.
Le modèle Nuovem référence 0225P1-2-025,   torique a deux enroulements secondaires 2x25V à 112,5VA chaque. Les 2 enroulements du secondaire sont câblés en série (fils repérés par couleur voir daatasheet) pour être utilisés en redressement double alternance avec 2 diodes qui nécessite un point milieu. Ainsi  chaque secondaire pourrait supporter un courant théorique Imax=112,5/25=4,5A. Le transformateur est calculé large.

3. Redressement et filtrage

Chaque diode supporte la moitié du courant maximal de charge I=3/2=1,5A et supporte 2 fois la tension crête du secondaire = 25×1,414×2=71V.

Le filtrage pourrait être fait par un condensateur chimique de 6800 uF 63 V. Parce que je les avais en stock j’ai utilisé 2 condensateurs de 4700uF montés en parallèle. En règle générale on adopte une valeur comprise entre 1000 uF et 2000 uF par ampère, qui garantit une ondulation résiduelle assez faible en sortie.

4. Protection

Le primaire est relié à la terre. Il est protégé par un fusible à retard 2AT . Cela peut paraître beaucoup mais l’appel de courant pour la charge des condensateurs de filtrage est tellement fort à la mise sous tension que j’ai grillé bon nombre de fusibles avant de trouver la bonne valeur (merci Michel). Le secondaire est protégé par un fusible à retard 5AT. Tous les condensateurs ont une tension de service de 63V sauf les 2 condensateurs du primaire du transformateur qui ont une tension de service 1kV et les condensateurs en parallèle sur les diodes de redressement qui ont une tension de service de 100V.

Figure 2 – Courbe isopuissance 50W 25W

5. Limites de fonctionnement

Si un tel régulateur permet de faire une construction simple, il faut en connaître les limites. Toutes les combinaisons tension, courant ne sont pas possibles. Il faut l’utiliser en connaissance.

Une partie de la puissance est dissipée par le régulateur en chaleur. Elle est égale au produit de la différence de tension entre son entrée et sa sortie (Vs-Ve) par le courant I qui le traverse. La tension présente à l’entrée du régulateur est ici fixe. On la calcule Ve=25Vx1,414 – 1.5V=34V (37V réellement mesuré à vide). Supposons une tension de sortie réglée à 14 V, la différence de tension entre entrée et sortie du régulateur est alors  34V – 14V=20V. Si le courant demandé en sortie est de 1A, la dissipation de puissance du régulateur est 20V x 1A=20W.  Cette puissance à dissiper est très grande, néanmoins elle est compatible avec le régulateur mais il faut un radiateur suffisant si on ne veut pas que le régulateur se bloque rapidement par protection contre la surchauffe. Avec un courant de 3A cela ne marcherait pas. Le régulateur LM338 possède une protection thermique, qui empêche l’utilisation du régulateur sous un courant  de 3 A avec une telle différence de tension entre entrée et sortie.

Attention au boîtier. La puissance dissipée maximale est de 25 W en boîtier TO220 ou de 50 W en boîtier TO3.

Pour connaître le domaine d’utilisation de l’alimentation j’ai tracé la courbe d’isopuissance à 50W et 25W, figure 2 ci-dessus.
L’équation qui donne la puissance maximum de 50W dissipée par le régulateur en fonction de la tension de sortie v et le courant i peut s’écrire:
50 = (34-v)i ou  encore v=f(i) = -50/i + 34. Définie pour i∈]0; 5A] et par construction pour v∈[13,8V ; 34V].

Ainsi la puissance dissipée par le régulateur sera < 50W pour v>-50/i + 34.
De même elle sera < 25W pour v>-25/i + 34.

Par exemple si i=2,5A il faudrait v>14V avec un régulateur supportant 50W à condition de dissiper toute la chaleur.

L’alimentation pourrait théoriquement débiter 3A à partir de 17,3V à condition que le régulateur LM338K soit refroidi suffisamment.
En résumé:

• Tension d’entrée=34V
• Puissance maximum dissipée par le LM338K: Pb max =50W
• Puissance maximum dissipée par le LM338T: Pb max =25W
• Intensité du courant maximum: Imax = 0.55A ou 3A
• Puissance en entrée du LM338: Pe = 34 * I
• Puissance en sortie du LM338: Ps = V * I si Pb < Pb max
• Puissance absorbée par le LM338K: Pb = Pe – Ps < 50W
• Puissance absorbée par le LM338T: Pb = Pe – Ps < 25W

Le fichier Graph est disponible ici.

6. Cablâge

A cette puissance, il est important d’utiliser du câble de forte section et d’étamer copieusement le circuit imprimé. J’ai utilisé du câble pour HiFi de 2,5mm² et 0,75mm².
Les connexions des résistances et condensateurs autour du régulateur doivent être faites au plus court et soudées au même point.

7. Réalisation

Le circuit a été scindé en 2 parties. La première est le redresseur, la seconde, la régulation.
Les bobines RFC1 et RFC2 ont été réalisées avec 2 grosses perles de ferrite provenant d’une alimentation de serveur HS. J’ai bobiné 10 tours de fil 0.9mm. L’inductance mesurée=100uH.
Deux galvanomètres, l’un pour la tension en parallèle sur la sortie, l’autre pour le courant en série avec la sortie, sont montés sur le boîtier.
L’alimentation est montée dans un boîtier métallique pour favoriser l’évacuation de la chaleur.
La base du boîtier provient d’une alimentation HS de PC. Le transformateur et le module redresseur sont placés dans le fond du boîtier.
Le module régulateur est placé sur une large cornière alu de 185x40x2mm fixée elle-même sur le panneau arrière.
Ci-dessous les photos montrant les étapes de fabrication.

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