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Générateur HF 3MHz à 30MHz

admin — Tue, 09 May 2017 14:16:31 +0000

Ce projet est né de mes nombreux échanges avec Michel F6FEO, pendant la fabrication du VEXIN, de la nécessité d’avoir un appareil de mesure simple répondant exactement au besoin le l’OM qui construit sa station. Voici en photo ci-contre, l’appareil réalisé par F6FEO. Je décris dans la suite de l’article la réalisation de ma version dont la partie électronique ne diffère que par les références de quelques composants pour raison de disponibilité.

1. Expression des besoins

L’une des étapes importantes de la réalisation d’un TRX est la conception des filtres. De la mesure de leurs caractéristiques, bande passante, réjection, atténuation, dépend le fonctionnement optimal de l’appareil. De même, la mesure du gain et de la linéarité de la chaîne d’émission driver et PA.

Voici en résumé quelques utilisations possibles de cet appareil :

déterminer les caractéristiques Fp et Fs des quartz,
Tester un filtre à quartz , tracer les caractéristiques des filtres passe-bande, passe-bas d’un transceiver décamétrique,
Mesurer le gain et la linéarité de la chaîne d’ émission driver et PA,
Analyser les antennes décamétriques à l’ aide d’ un pont de mesures.

2. Cahier des charges.

Notre générateur sera composé de 2 oscillateurs LC de type Hartley, l’un pour la bande de 3 à 9MHz (<10MHz), l’autre pour la bande 10 à 30MHz, suivi d’ un amplificateur feedback et d’un atténuateur calibré.

Amplificateur feedback: environ 10 dBm sous 50 Ohms

Atténuateur calibré : -10 db à -50 dB au pas de -10 dB

Affichage numérique interne ou externe de la fréquence de sortie.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

3. Description de l’appareil

F6FEO, a retenu un montage de W7ZOI qui a servi de base au projet. En figure 1 ci-contre, le schéma fonctionnel réalisé avec Inkscape disponible ici. L’appareil se compose de 4 modules :

le générateur HF,
l’atténuateur sélectif ,
le fréquencemètre (optionnel peut être externe),
l’alimentation linéaire régulée.

4. Le générateur HF

En figure 2 ci-dessous le schéma original de F6FEO. Deux VFO à JFET J310, l’un pour la bande 3MHz à 9MHz, l’autre pour la bande 10MHz à 30MHz génèrent le signal. Chaque VFO est muni d’un RIT à varicap qui permet d’affiner le réglage de la fréquence et d’un filtre pour obtenir une bonne pureté du signal. Le choix de l’une ou l’autre bande se fait par commutation de l’alimentation et liaison par diode PIN à l’étage amplificateur suivant.

J’ai réalisé la bobine L1 du 1er VFO sur un mandrin LIPA de 8mm à noyau de fer réglable de récupération. Les 3 tours de couplage sur L1 prévus à l’origine sur le schéma me donnaient un signal déformé ont été ramenés finalement à 1 seul tour pour obtenir un signal correct.

La réalisation de la bobine L2 du 2^nd VFO comme indiqué sur le schéma ne m’a pas permis d’obtenir une oscillation stable. J’ai obtenu un résultat correct en bobinant 15 tours de fil avec une prise à 4 tours sur un tore à poudre de fer T50-6. Un seul tour de couplage est nécessaire. Le dosage du couplage sur chaque oscillateur doit être soigné et ajusté empiriquement pour obtenir sur les 2 bandes le même niveau de tension.
Le modèle LTSPICE du 1er VFO, figure 3 montre la forme des signaux en divers point du circuit. Idem la figure 4 pour le 2nd VFO.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 2 – Schéma du circuit générateur

Figure 3 – Générateur HF bande 3MHz à 9MHz – Simulation LTSPICE

Figure 4 – Générateur HF bande 10MHz à 30MHz – Simulation LTSPICE

5. L’atténuateur sélectif.

En figure 5 ci-dessous le schéma. Il comprend en série 1 atténuateur -10dB et 2 atténuateurs -20dB. Chaque atténuateur peut être shunté par un relais DPDT au moyen d’un commutateur rotatif 1 circuit 6 positions pour obtenir 0dB, -10dB, -20dB, -30dB, -40dB -50dB.

Pour les amateurs de simulation LTSPICE, j’ai réalisé un modèle de commutateur rotatif à partir du modèle fourni dans la documentation LTSPICE, voir encadré en bas de la figure 5. J’en explique le principe en quelques mots. La source de tension V2 génère une rampe avec la fonction Piecewise Linear. A chaque instant t la valeur de cette tension est transmise au sous-circuit rty_switch5 par la directive X5p rot1 51 52 53 54 55 rty_switch5 BRKF=0.01 dans laquelle

rot1= tension de la rampe à l’instant t,

51 à 55 : désignent les 5 plots du commutateur de-10dB à -50dB,

BRKF= espace de temps entre chaque transition.

Le sous-circuit en fonction de rot1 calcule la tension de chaque plot 51 à 55 = 12V ou 0V. Les plots commandent les diodes qui commandent les relais. Le chronogramme de la figure 5 montre les tensions obtenues en différents points du circuit avec une sinusoïde de 1V crête à 10MHz en entrée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 5 – Générateur HF Atténuateur – Simulation LTSPICE

6. Le fréquencemètre

Michel a opté pour un module acheté sur Ebay. J’avais 2 possibilités, soit construire une version de mon appareil décrite ici soit utiliser sa version externe décrite ici. J’ai préféré ce dernier choix.

7. L’alimentation linéaire régulée

Elle fournit 12V sous 500mA. Elle est construite autour d’un LM317 programmé pour obtenir 12V, schéma figure 6 ci-dessous. En cas d’utilisation d’un fréquencemètre interne prévoir la source de tension supplémentaire adaptée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 6 – Alimentation linéaire régulée

8. Réalisation

Le générateur et l’atténuateur sont réalisés sur deux plaques époxy cuivrées double face d’environ 6,5×9,5 cm. L’alimentation sur une plaque époxy cuivrée simple face de 7×10,5cm. Les circuits sont réalisables entièrement à la main sans matériel particulier.

J’ai utilisé pour sa réalisation quelques feutres indélébiles de différentes pointes, un petit foret de 1 mm, une petite fraise pour évaser les trous, une perceuse à colonne, une boîte plastique provenant d’un emballage destiné à la poubelle pour le bain de perchlorure.

J’ai dessiné les circuits à main levée sur une page de cahier quadrillée 5x5mm. J’ai reporté le dessin obtenu sur une feuille de papier calque pour en obtenir le tracé miroir. Ce tracé a été ensuite reporté sur le cuivre à l’aide d’un papier carbone. Toutes les faces ont été étamées à chaud avec de la soudure.

Figure 7 – Générateur recto

Figure 8 – Générateur verso

Figure 9 – Atténuateur recto

Figure 10 – Atténuateurverso

9. Mesures

Après un temps de chauffage de quelques minutes le signal affiché sur le fréquencemètre reste stable. L’examen à l’oscilloscope du signal de sortie sur une résistance de 50 Ohms montre une sinusoïde parfaite figure 11 ci-dessous. La mesure de la la tension de sortie du 1er générateur sur une résistance de 50 Ohms donne environ 2V crête constant sur toute la bande de 3MHz à 9MHz. Le graphe de la figure 12 sur la bande 10MHz à 30MHz montre une tension crête de sortie quasi constante de 2V jusque 24MHz, cette tension diminue lentement à 1,3V à 30MHz.

Le graphe tracé avec Graph est disponible ici.

Figure 11 – Signal de sortie

Figure 12 – Tension crête de sortie en fonction de la fréquence de 10 MHz à 30 MHz

10. Montage

Le boîtier de base provient d’une alimentation de PC HS. La face avant a été découpée dans de l’alu de 2mm. Le circuit générateur est placé au dessus de l’atténuateur.

Figure 13 – Générateur HF face avant

Figure 14 – Générateur HF intérieur

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ROS-mètre

admin — Fri, 25 Nov 2016 18:09:06 +0000

Je vous propose la description de ce petit appareil simple à construire que j’utilise pour contrôler la puissance transmise à mon antenne. Le ROS mètre est décrit dans de nombreux documents. Je me suis appuyé sur les articles de Robert Berranger F5NB publiés dans Radio REF et disponibles aussi sur le blog du radio-club F6KRK.
J’ai repris le schéma du ROS-mètre avec transformateur de courant et transformateur de tension auquel j’ai ajouté un circuit simple d’affichage sur un galvanomètre.

1. Analyse du système de mesure

Le circuit se divise en 2 parties :

la mesure, qui est analysée ici,
l’affichage qui peut être au choix réalisé par un galvanomètre ou un affichage numérique.

Le circuit de mesure est composé de 2 transformateurs T1 et T2 et de 2 résistances de 50Ω.
T1 est un transformateur abaisseur de courant placé en série avec la source.
T2 est un transformateur de tension placé en parallèle à la charge.

1.1. Paramètres du système

Zc : impédance nominale le charge = 50Ω.
Pqro : Puissance maximum délivrée par la source de courant = 25W. C’est ma puissance maximum QRO.
Pqro = Uc²/2Zc où Uc = Tension crête,
On en déduit Uc = √(Pqro*2Z) = √(Pqro*100) = 10√(Pqro) = 10√25 = 50V.
Pour obtenir 50V crête sur 50Ω il faut I crête = 1A.
N: rapport de transformation de T1 et T2.
Je veux obtenir Ua=5V maximum à l’entrée de mon système d’affichage. Cette valeur est bien au-dessus du seuil de conduction des diodes Schottky 5v>>0,2V. J’ai aussi choisi cette valeur pratique et compatible avec une entrée ADC d’un microcontrôleur PIC ou autre (qui pourrait remplacer le galvanomètre).
On en déduit le rapport de transformation N = 50V/5V = 10.

Figure 1 – Circuit équivalent avec une charge de 50 Ohms

1.2. Schéma équivalent

Le schéma équivalent modélisé sur LTSPICE figure 1 est constitué:

d’un générateur de courant I1 délivrant 1A/N crête qui représente T1,
d’un générateur de tension V2 = I1*Zc/N = 50V/N à la charge nominale qui représente T2,
d’une résistance R1 = 50Ω en parallèle à I1,
d’une résistance R2 = 50Ω en série avec V2.

1.3. Paramètres du modèle

Les éléments indiqués permettent d’adapter le système à votre cas de figure:

z : impédance de la charge entrée sous forme de liste de différentes valeurs en module,
Imax =1A : intensité du courant crête délivré par la source,
N =10 : rapport de transformation de T1 et T2,
v = (z*Imax)/N tension délivrée par le générateur de tension.

Figure 2 – Circuit équivalent avec une charge de 150 Ohms

1.4. Mesures effectuées

Outre les graphes des tensions et courants du système, le modèle calcule:

Vm : tension crête au point M (tension réfléchie),
Vp : tension crête au point P (tension incidente ou directe),
ρ = Vm/Vp,
ROS = (1+ρ)/(1-ρ),

Attention à la polarité de I1 et V2. Les courants de I1 et V2 s’annulent. En cas d’inversion Vp et Vm sont inversés.
Les résultats sont enregistrés dans le fichier Error Log de LTSPICE.

Ci-dessus, figure 1 le résultat obtenu avec une charge de 50Ω. On obtient les valeurs nominales :

aucun courant dans R1, I1 ne débite pas,
IR2 = 0,1A (puissance moyenne dissipée dans R2 = 0,25W)
Vm = 0
Vp = 5V
ROS = 1

Figure 2, désadaptation importante avec une charge de 150Ω:

I1 débite du courant dans R1 = 0,1A
IR2 = 2A (puissance moyenne dissipée dans R2 = 1W)
Vm = 5V
Vp = 10V
ROS = 3

L’appareil ne doit pas être utilisé au delà de cette valeur.
Plus la désadaptation est grande, plus le courant augmente. Il y a risque de destruction de l’appareil en cas de branchement sans charge (Zc infinie).

Figure 3 – Schéma du circuit

2. Schéma du circuit

Figure 3, le schéma réalisé avec le logiciel libre KiCad disponible ici.

Remarque
Le circuit d’affichage est doublé pour alimenter les 2 canaux ADC d’un microcontrôleur (en prévision). Il peut être simplifié à un seul canal si on n’envisage pas ce montage en plaçant l’inverseur sur les points M et P.

2.1. Calcul des composants

Le ROS-mètre est calculé sur mesure avec ce cahier des charges :

5W mini en QRP
25W maxi en QRO
galvanomètre 100uA, avec cette échelle graduée jusqu’à 100 il est très facile de calculer le rapport de tension qui donne le ROS.

Les transformateurs T1 et T2 sont des FT50-43. Sur chacun, on bobine 10 tours de fil 0,6mm. La spire unique est constituée par la passage du câble coaxial RG58.

2.1.1. Calcul du potentiomètre de tarage

Pour obtenir la sensibilité maximum il faut que le potentiomètre de tarage Rv fasse dévier l’aiguille du galvanomètre à pleine échelle.
On calcule à 25W : Ia max = 100uA = 5V/Rv ou Rv=5V/0,1mA = 50kΩ.
Cependant il faut se prémunir contre une désadaptation importante et, puisque l’appareil est limité à un ROS de 3 qui donne une tension de mesure de 10V,
on calcule Rv = 10V/0,1mA = 100kΩ. On obtient à la valeur nominale une lecture pleine échelle à mi-course du potentiomètre.
A 5W En utilisation QRP, de la même façon on calcule Uc = 10√5 = 22,36V.
Avec le même rapport de transformation Ua = 22,36/10 = 2,23V qui reste encore au dessus du seuil de conduction des diodes Schottky.
On obtient 2,23/0,1 = 22,3kΩ pleine échelle soit 1/4 de tour de Rv.

3. Limites

En dessous de 1W, sauf à avoir un grande désadaptation de la charge, la tension réfléchie n’est plus mesurable.

Figure 4 – Courbe de puissance transmise

4. Mesures

Plutôt que de parler de ROS, je préfère exprimer la puissance transmise P = Pi-Pr, figure 4.
On pose ρ = Vr/Vi.
Puisque ρ est un rapport de tension à la même impédance on peut écrire ρ² = Pr/Pi.
En ramenant à l’unité Pi si Pi ≠ 0 on écrit
P/Pi = 1-Pr/Pi = 1-ρ²

Exemple si Vr = 20 et Vi = 100 alors ρ=0,2.
P/Pi = 1-0,2*0,2 = 0,96 ou 96% et Puissance perdue = 4%.

Le fichier Graph est disponible ici.

Il n’est pas toujours possible d’obtenir un ROS de 1.
L’écart d’un point S correspond à un rapport de puissance de 4.
Si Vr/Vi= 0,5 (ROS = 3) alors la puissance transmise = 75%
Si nous sommes reçu S9 avec 100W émettre avec 75W se traduira par une baisse de 1/3 de point S.

Figure 5 – Courbe du rapport de transformation

5. Utilisation

Toujours connecter une charge.
Au départ inverseur sur Vref et potentiomètre au maximum de résistance.
Si tout va bien, inverseur sur Vdir. Tourner le potentiomètre jusqu’à avoir une lecture pleine échelle (100 sur mon galvanomètre).
Inverseur sur Vref. Calculer ρ = Vref/Vdir.

Pour changer le rapport de transformation utiliser le graphe ci-contre figure 5, disponible ici.

6. Montage

Le boîtier de base provient d’une alimentation de PC HS. Le circuit est réalisé en l’air (pas de gravure). Une petite plaque époxy cuivrée sert de support aux cosses sur lesquelles sont soudés les composants au plus court.
Les 2 transformateurs sont séparés par un écran fait d’une plaque d’époxy cuivrée double face, soudée perpendiculairement à la plaque de base.
Le blindage du RG58 doit être enlevé au plus court. Une seule extrémité est soudée à la masse, voir photos ci-dessous.

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Transceiver CW 20 m – Filtre à quartz – Crystal ladder filter

admin — Sun, 30 Sep 2012 11:05:01 +0000

A la minute où je commence à rédiger cet article, je viens d’achever la réalisation de mon premier filtre à quartz. Un circuit simple, somme toute, composé de 4 quartz et de 5 condensateurs. Tout le travail réside dans la préparation et le choix d’une méthode que tout un chacun peut mener à bien.
Voici la méthode que j’ai suivie :

Mesurer les paramètres des quartz, choisir une méthode de mesure,
Trier les quartz et les sélectionner,
Concevoir le filtre, choisir un outil de calcul,
Simuler le comportement du filtre,
Fabriquer le filtre,
Tester le filtre.

Construire son filtre est non seulement un excellent sujet d’analyse et de recherche mais cela nous permet de choisir nos propres options :

parfaite adaptation du filtre à notre cas, ici par exemple, pour une utilisation en CW avec une bande étroite de 500Hz,
choix du nombre de pôles et de l’impédance,
filtre avec une bande passante réglable.

Paramètres du quartz
Le circuit équivalent du quartz est représenté ci-dessous, figure 1.

Figure 1: Circuit équivalent au quartz

Les paramètres sont les suivants :

Fs : fréquence de résonance série, c’est le point où les réactances inductive et capacitive s’annulent,
Rs : résistance équivalente série du quartz à la résonance Fs, représente la perte d’énergie dans le quartz,
Lm : inductance dynamique du quartz en vibration ou masse vibrante,
Cm : capacité dynamique du quartz en vibration ou élasticité,
Co : capacité statique du quartz due au support, au boîtier, aux électrodes et fils de connexion,
Q : perte totale d’énergie dans le quartz placé dans un circuit.

Mesure des paramètres du quartz – Choix d’une méthode de mesure
Le web fournit une documentation abondante et excellente sur le sujet. Je vous invite préalablement à la lire. J’en retiens l’excellente étude comparative et synthèse de Nick Kennedy, WA5BDU « Crystal characterization and crystal filter design An overview of tools and techniques Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008 » et la méthode de David Gordon-Smith, G3UUR, popularisée par Wes Hayward, W7ZOI, décrite dans le document du Dr Andrew Smith, G4OEP « Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal » et le document de Jack R. Smith K8ZOA « Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006 » . C’est cette dernière méthode que j’ai appliquée pour la réalisation de mon filtre et le document de Jack R. Smith K8ZOA. Le principe de la méthode reste simple. Le quartz est inséré dans un oscillateur Colpitts en série avec un condensateur de 30pF. On relève la fréquence de sortie. Puis on shunte le condensateur et on relève la nouvelle fréquence. L’application des formules simplificatrices permet de trouver les valeurs de Cm et Lm avec une bonne précision.

Les formules à appliquer :

(1)
(2)
(3)

Cs = condensateur placé en série avec le quartz
F = fréquence avec Cs
Fs = fréquence sans Cs (Cs shunté)
Δf = F – Fs

Circuit de mesure
J’ai construit l’oscillateur décrit à la page 15 du document de WA5BDU et à la page 4 du document de K8ZOA, extrait et photos 1 et 2 ci-dessous. Pour la mesure, le quartz est fixé solidement sur les 2 bornes à visser rouge et noire. Pour la mesure nécessitant le shunt du condensateur de 30pF en série avec le quartz, un gros fil est ajouté et fixé solidement sur les 2 bornes à visser noires (évitez l’interrupteur). Le circuit est alimenté par une alimentation de 13,8V. La sortie est connectée au fréquencemètre. Le circuit imprimé est soudé sur une carte mère en époxy portant les connecteurs, elle-même vissée sur 2 cornières en aluminium coupées à dimension, donnant à l’ensemble une grande rigidité.

Méthode G3UUR: oscillateur – Extrait

Photo 1: Oscillateur G3UUR vu de dessus

Photo 2: Oscillateur G3UUR vu de dessous

Quartz
J’ai acheté sur Ebay un lot de 50 quartz HC-49/U-S de 10,240MHz. Il est conseillé que les quartz soient du même fabricant et du même lot mais cela est impossible à vérifier. J’ai numéroté au feutre chaque quartz de 1 à 50.
Nota: il semble que le facteur Q des quartz HC-49/U soit plus élevé que celui des quartz HC-49/U-S. Il est donc conseillé d’utiliser le modèle HC-49/U. Néanmoins, n’ayant que le modèle HC-49/U-S sous la main je vais l’utiliser pour construire mon filtre.

Mesure – Feuille de calcul
Chaque quartz est passé sur l’oscillateur. Les 2 fréquences relevées sont notées sur une feuille de calcul créée à l’aide du tableur OpenOffice. Je ne peux mesurer la valeur exacte de la capacité statique Co, mon capacimètre ne peut mesurer les valeurs < 10pF. Mais il me montre, néanmoins, que Co < 10pF. La datasheet de ce genre de quartz donne en général pour Co une valeur maximale de 7pF. J’ai pris une valeur moyenne de 3,5pF.
Description des colonnes :

Colonne A : Num = numéro du quartz,
Colonne B : F0 = fréquence avec shunt du condensateur série,
Colonne C : F30 = fréquence avec condensateur série,
Colonne D : DeltaF = écart de fréquence F30 – F0,
Colonne E : C0 = capacité statique,
Colonne F : Cm = 2*(C0+Cs)*DeltaF/F0,
Colonne G : Lm = 1/(((2*PI()*F0)^2)*Cm),
Colonne H : Fnominal = fréquence nominale du quartz = 10,240000MHz,
Colonne I : Cs = capacité montée en série avec le quartz pour la mesure F30 = 30pF.

Tri du tableau – Sélection des quartz
J’ai ensuite trié le tableau dans l’ordre croissant de F0 et F30 pour examiner les groupes de quartz de fréquences identiques ou proches. La règle est que la fréquence des quartz doit se trouver dans un intervalle de 10% de la bande passante. Soit 50Hz pour une bande passante de 500Hz. Pour fabriquer mon filtre à 4 quartz, j’ai extrait les quartz numéro 8, 6, 36, 33. Voir figure 2 ci-dessous, l’extrait du tableau.

Figure 2: Extrait du tableau de mesure trié

Télécharger le tableau de calcul.

Conception du filtre – Choix d’un outil de calcul
La conception des filtres est devenue aisée avec les outils de calcul développés pour nos ordinateurs personnels. Plusieurs outils gratuits sont disponibles, à ma connaissance : AADE Filter Design, Ladpac + GPLA, DISHAL de DJ6EV. Il existe aussi des calculateurs sur le web comme Crystal ladder filters de Giangrandi. Après essais, j’ai retenu DISHAL.

DISHAL fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.
Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée,
bande passante 500Hz,
Lm = 36,1mH (1),
Cm = 6,70fF (1),
Fsérie = 10238,016KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 3 ci-dessous. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 74,1Ω,
la fréquence centrale du filtre = 10238,320KHz,
les capacités Cs1=236,6pF, Ck23=236,6pF, Ck12=195,1pF du filtre figure 4, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=10247,802KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 36 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Figure 3: DISHAL fenêtre principale

Figure 4: DISHAL filtre à quartz

Filtre Cohn
Ce type de filtre a pour principal avantage d’utiliser des condensateurs de valeurs identiques pour le couplage et la résonance. En cliquant dans le menu sur Cohn on affiche une fenêtre qui permet de calculer la valeur unique du condensateur Ck. Avec mes paramètres Ck = 216,5pF. Se reporter au document d’aide qui est très bien fait.

Simulation LTspice
Comme d’habitude, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer.
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 6 paramètres :

Cs = capacité en série du filtre,
Ck12 Ck23 = capacité en parallèle du filtre,
Cm = capacité dynamique du quartz en oscillation,
Lm = inductance dynamique du quartz en oscillation,
Co = capacité statique du quartz.

Il suffit de modifier ces valeurs pour obtenir un autre filtre.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20XTALFilter\ltc\XTALF4_10M24CH.asc
* TRANSCEIVER CW 20m F8EOZ - XTAL Ladder Filter 10,240MHz - V 02/10/2012 15:00
* XTALF4_10M24CH XTAL Ladder Filter SUBCIRCUIT
* CREATED ON 14/08/2012 AT 18:00
* CONNECTIONS:         In
*                      | Out
*                      | |
.SUBCKT XTALF4_10M24CH 1 2  PARAMS: Cs=236.6p Ck12=195.1p Ck23=236.6p Cm=6.70f Lm=36.1m Co=3.5pf
*--------------------------
* Filter parameters:
* 4 pôles crystal ladder filter Chebyshev
* Cs-X1------X2------X3------X4-Cs
*        |       |       |
*      Ck12    Ck23    Ck12
* Cs = in and out serial capacitance
* Ck12 Ck23 = parallel capacitance
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
C1 N001 P001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Cs1 P001 1 {Cs}
Ck1 N001 0 {Ck12}
Ck2 N002 0 {Ck23}
Cs2 2 P002 {Cs}
C2 N002 N001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C3 N003 N002 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C4 P002 N003 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Ck3 N003 0 {Ck12}
.ends

Noter que LTspice utilise le composant condensateur pour représenter le quartz. Les paramètres du quartz Lser, Cpar, Rser, sont traités comme des propriétés du condensateur.
Ce fichier XTALF4_10M24CH.lib est enregistré dans le répertoire …/LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 5, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. La courbe de réponse est obtenue avec le paramètre S21. Il faut noter que la résistance en série qui existe dans le modèle équivalent du quartz, n’est pas utilisée ici. Elle introduira une atténuation.

Figure 5: Courbe de réponse du filtre à quartz

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,4 x 2,1 cm, photo 3 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage qui est un peu particulier : 3 lignes de 7mm. La première ligne, ligne de masse pour le boîtier des quartz, n’est pas fractionnée. La 2ème ligne est fractionnée en 5 parties : 10mm, 3x8mm, 10mm. La 3ème ligne est fractionnée en 3 parties : 10mm, 24mm, 10mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Composants
J’ai utilisé pour ce circuit des composants CMS ou SMD 0805 NP0 +- 10% 180pF et 220pF achetés sur Ebay que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le boîtier des quartz est soudé à la masse.
J’ai choisi de ne pas placer pour l’instant de trimmer en parallèle sur chaque condensateur. Je verrai après le test s’il faut corriger.

Photo 3: Circuit imprimé du filtre à quartz

Test
Dispositif
Le circuit est relié directement à la sortie de l’amplificateur post-mélangeur.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie du filtre = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14,095MHz (fréquence dans la bande 20m).
Commutateur du VFO placé sur la bande 2.

Résultat
Le tracé de l’oscilloscope reste plat… Suspense… En tournant très lentement le potentiomètre du VFO, simple potentiomètre sans vernier démultiplicateur, une superbe sinusoïde bien dessinée apparaît enfin. La recherche de l’accord est très pointu.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 4 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 160mV rms et F ≈ 10MHz.

Photo 4: Signal de sortie du filtre à quartz

Références
Crystal characterization and crystal filter design – An overview of tools and techniques – Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008
Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal characterization and crystal
Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006
Simplified Tools and Methods for Measuring Crystals By Jim Kortge, K8IQY
Crystal Ladder Filters for All by Horst Steder, DJ6EV and Jack A. Hardcastle, G3JIR
THE LADDER FILTER REVIVED by Lloyd Butler VK5BR

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur post-mélangeur

admin — Fri, 14 Sep 2012 16:53:15 +0000

Avec cet article commence la réalisation de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire obtenu à la sortie du mélangeur. Elle doit éliminer les harmoniques, amplifier le signal sur une bande étroite fixée généralement à 500Hz pour le mode de transmission CW.
La chaîne comprend:

l’amplificateur post-mélangeur,
le filtre à quartz,
l’amplificateur de fréquence intermédiaire.

L’amplificateur post-mélangeur, de configuration base commune, fournit une charge constante de 50Ω à la sortie du mélangeur. Il isole fortement des variations d’impédance, le mélangeur, du filtre à quartz.
Il est suivi d’un réseau d’adaptation d’impédance pour adapter la sortie de l’amplificateur à l’entrée du filtre à quartz. Je vais étudier ces 2 parties séparément.

Caractéristiques de la configuration base commune
Parallèlement au développement du transceiver, je continue mon exploration de LTSpice, génial outil de simulation. La figure 1, ci-dessous, montre le transistor en configuration base commune.

Figure 1: Transistor BJT en configuration base commune

En l’observant, on constate que le signal d’entrée porte la totalité du courant émetteur du transistor. Or nous savons que:

le courant émetteur est le plus grand des 3 courants du transistor,
l’intensité du courant collecteur est ≈ intensité du courant émetteur,
le courant de base étant le plus petit.

On en déduit sans peine qu’il atténue le courant et donc que le gain en courant est légèrement < 1.
Qu’en est-il de la tension? La simulation en mode DC analysis nous apporte la réponse. En faisant varier la tension d’entrée de 0,4V à 1,4V on constate que la tension de sortie croît d’une valeur presque nulle (cutoff) pour devenir plate à 15V environ. Avec les résistances utilisées 50Ω en entrée et 1k5Ω en sortie, la partie linéaire se situe entre 800mV et 1,2V en entrée qui se traduit en sortie par une variation de tension sur la charge de 3,8V à 14,4V. Logique, puisque la tension ne peut croître avant que la jonction base-émetteur atteigne 0,7V et ne croît plus à saturation.
Le rapport ΔVsortie/ΔVentrée représente le gain en tension
Av = 10,6V/400mV = 26,5 ou Adb = 20 log 26,5 = 28.5.
Conclusion: le transistor en base commune transfère presque intégralement le courant de l’entrée sur la sortie, d’une charge faible sur une charge beaucoup plus grande.

Amplificateur
J’ai repris le schéma du 2n2/30 de Jim Kortge, K8IQY, que j’ai adapté à mon impédance de sortie. La particularité du circuit est que la tension de base est obtenue en plaçant 2 diodes en série. Au point de repos Vb=1,3V Vc=13,2V Ve=520mV Ic=11mA.

Figure 2: schéma de l’amplificateur post-mélangeur

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Simulation dans le domaine du temps
Pour ce faire, appliquons à l’entrée un signal sinusoïdal F=10,240MHz et Vpeak=30mV. La figure 3 ci-dessous montre le signal à l’entrée, le signal sur l’émetteur, le signal sur le collecteur et enfin le signal à la sortie.

Figure 3: simulation Transiant analysis

Télécharger les fichiers de simulation.

Simulation: paramètres S
L’analyse AC, figure 4, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Le gain en puissance attendu quand l’impédance est adaptée est exprimé par le paramètre S21 = 8dB.

Figure 4: Simulation AC

Télécharger les fichiers de simulation.

Adaptation d’impédance
A la sortie de l’amplificateur un réseau LC adapte l’impédance de sortie de 1,3KΩ de l’amplificateur au 75Ω de l’impédance d’entrée du filtre à quartz. Pour connaître la valeur de l’impédance d’entrée du filtre j’ai anticipé son étude qui sera décrite dans l’article suivant.

Calcul de la puissance maximum reçue par la charge

Figure 5: Générateur d’impédance Z0 chargé par Z1

La charge complexe est branchée aux bornes de la source de tension E d’impédance interne . Il vient alors le courant:

et
La puissance utile reçue par
On dit qu’il y a adaptation lorsque l’impédance de charge est conjuguée de l’impédance de source

Dans ce cas et
On en déduit la puissance maximum reçue par

Calcul du réseau LC
Le principe de l’adaptation d’impédance est expliqué dans l’excellent document de F6CSX, joël Redoutey. Pour le détail des formules reportez vous au document cité en références en fin d’article.
La figure 6 ci-dessous représente le réseau d’adaptation d’impédance selon le modèle décrit par F6CSX.

Figure 6: Réseau d’adaptation d’impédance

Données et hypothèses
Rp = résistance de sortie de l’amplificateur base commune,
Rs = résistance d’entrée de l’étage suivant,
Rp > Rs,
Rp = nRs et n > 1,
les condensateurs de liaison ont une impédance telle qu’à la fréquence de fonctionnement, leur impédance est négligeable, Rp et Rs sont des résistances pures.

Impédance vue de Rp
Aprés développement,

Rp est une résistance pure partie imaginaire = 0

(1)

Impédance vue de Rs
Aprés développement,

Rs est une résistance pure partie imaginaire = 0

(2)
(3)

Calcul de Xp
De (2) il vient,

(4)
(5) avec n = Rp/Rs et n > 1

Calcul de Xs
Em multipliant (1) par (3) il vient,

(6)
(7) avec n = Rp/Rs et n > 1

Facteur de qualité
Branche //: Qp = Rp/Xp (capacitive)
Branche série: Qs = Xs/Rs (inductive)
De (6) il vient,
(Xp et Xs sont de signes opposés)

De (5) et (7) il vient,

(8) avec n = Rp/Rs et n > 1

Application
Rp = 1300Ω
Rs = 75Ω
n = 1300/75 = 17
Qs = Qp = 4
Xp = Rp/Qp = 1300/4 = 325Ω d’où condensateur Cp = 47pF
Xs = Qs.Rs = 4*75 = 300Ω d’où inductance Ls = 4,7uH
Dans ce cas, le réseau LC est un filtre passe-bas.

Simulation
Pour l’adaptateur d’impédance, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 2 paramètres :
LIMN_Cp = valeur du condendateur,
LIMN_Ls = valeur de l’inductance.
Il suffit de modifier ces valeurs en appliquant les formules indiquées en commentaire, pour obtenir un autre adaptateur.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20PostMixAmp\ltc\LIMN1k3_75_10M24.asc
* LIMN1k3_75_10M24 L Impedance Matching Network SUBCIRCUIT
* CREATED ON 15/08/2012 AT 12:15
* Z Output = 1k3 -> 75
* n=1300/75=17
* Q=+-sqrt(17-1)=+-4
* Xc=1300/4=325 à F=10.24M C =48p
* Xl=75*4=300 F=10.24M L =4.7u
* Put a Cx//Cp for accurate value
* CONNECTIONS:           Input
*                        |  Input GND
*                        |  |      Output
*                        |  |      |
*                        |  |      |
*                        |  |      |
.SUBCKT LIMN1k3_75_10M24 In In_gnd Out PARAMS: LIMN_Cp=47p LIMN_Ls=4.7µ
L1 In Out {LIMN_Ls}
C2 In In_gnd {LIMN_Cp}
.ends

Ce fichier LIMN1k3_75_10M24.lib est enregistré dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 7, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Les courbes S11 et S22 se superposent. S21 montre une atténuation nulle vers 10,24MHz.

Figure 7: Simulation AC

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,2 x 2,1 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage 3 lignes de 7mm x 6 colonnes de 7mm directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, pour empêcher l’oxydation du cuivre, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud.

Composants
De nombreux composants CMS sont disponibles maintenant sur Ebay. J’ai donc utilisé pour ce circuit une majorité de composants CMS 1206 et 0805 que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm.

Photo 1: circuit imprimé de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Test
Mesure des tensions continues
Vcc = 13,8V
Vb = 1,28V
Ve = 0,55V
Vc = 13,06V
Ces valeurs sont conformes à la simulation.

Dispositif
Le circuit est relié à la sortie du mélangeur par un condensateur céramique de 100nF.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie de l’amplificateur = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.

Résultat
Un mesure rapide de la tension de sortie avec la sonde HF construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe donne:
Vout = 222mV rms.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=20mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 270mV rms et F ≈ 10MHz. On remarque que le signal est chargé d’harmoniques.

Photo 2: signal de sortie de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
Radiocommunications – Adaptation d’impédance – F6CSX Joël Redoutey – 2009
The 2N2/30 Designed by: Jim Kortge, K8IQY

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Transceiver CW 20 m – Atténuateur en pi

admin — Mon, 13 Aug 2012 14:44:54 +0000

Un atténuateur est un dispositif électronique qui réduit l’amplitude ou la puissance d’un signal sans distorsion sensible de sa forme.

Sa fonction est d’absorber une quantité de puissance définie tout en préservant à l’entrée comme à la sortie, les impédances. Un atténuateur produit une perte.

Je ne traite ici que de l’atténuateur passif fabriqué à partir d’un simple réseau diviseur de tension.

Plutôt que d’utiliser l’un des nombreux calculateurs disponibles sur le net, j’ai préféré traiter ce sujet avec le simulateur LTSpice. Il permet de calculer les résistances parfaites. Il permet de voir ce qui se passe en modifiant la valeur des résistances pour les adapter aux valeurs disponibles. Il permet de connaître la puissance dissipée dans chaque résistance. Bref, il permet d’avoir une idée précise de notre dispositif.

Un peu de math
Soit le circuit sans l’atténuateur figure 1A ci-dessous où Re =Rs.
Soit à construire l’atténuateur en pi, figure 1B, formé de 2 résistances Rp (shunt) et une résistance Ri (série).
Calculer Ri et Rp en fonction de Rs et A.

Figure 1: Schéma du circuit atténuateur

Paramètres
= tension en entrée
Re = résistance en entrée
Rs = résistance en sortie
A = atténuation
AdB = 20logA = atténuation en dB
On pose Re = Rs

Analyse
Sans l’atténuateur, figure 1A, la tension Ve aux bornes de Re = la tension Vs aux bornes de Rs,
d’où Ve = Vs =
Avec l’atténuateur, figure 1C, Rs ne doit pas changer de valeur, il faut:
(1)
Rn est le réseau de résistances formé de la résistance Ri en série avec l’autre résistance Rp // Rs
(2)
Avec l’atténuateur la tension Vs est une fraction de la tension aux bornes de Rp//Rn soit
(3)
Donc l’atténuation
(4)
De (2) et (4) il vient (5)
De (1) il vient
ou (6)
Avec (5) et (6) nous pouvons exprimer Rp en fonction de nos paramètres connus A et Rs
il vient

(7)

Du schéma, figure 1C, on déduit Ri = Rn – (Rp // Rs)
D’où
De (5) on peut exprimer Ri en fonction de Rn et A,
d’où (8)
En (6) on exprime Rn en fonction de Rp et Rs
En (7) on exprime Rp en fonction de Rs et A
Nous pouvons écrire
soit
En remplaçant dans (8) la valeur de Rn, il vient

(9)

Exemple
Soit un atténuateur
ou

Rs = 50Ω
Rp = 50(1 + 0,5)/(1 – 0,5 ) = 150Ω
Ri = 50(1 – 0,5 x 0,5 )/2 x 0,5 = 37,5Ω

Simulation
Le modèle de simulation, figure 2 ci-dessous, comprend 3 parties:
1) sans atténuateur,
2) avec atténuateur et calcul des résistances,
3) avec atténuateur et entrée des résistances.

Figure 2: Modèle de simulation de l atténuateur en pi

Le modèle 1 est le modèle de référence. Il montre que la tension Vs est égale à la moitié de la tension du générateur soit ici 500mV.
Le modèle 2 est le modèle de calcul de l’atténuateur. Il montre que la tension Vs est égale dans notre exemple à la moitié de la tension de référence soit ici 250mV. Il montre la valeur calculée des résistances Rp et Ri. En utilisant la sonde de puissance il est possible de connaître la puissance dissipée dans chaque résistance. En utilisant l’analyse AC le paramètre S21(V2) donne l’atténuation en dB.
Avec le modèle 3 on entre les valeurs des résistances. Dans notre exemple la résistance normalisée la plus proche de Ri est 39Ω, celle de Rp est 150Ω. Après avoir entré ces données, l’examen des paramètres S(V2) et S(V3) de l’analyse AC nous permet de voir l’incidence de cette modification et de comparer les 2 résultats, figure 3 ci-dessous.

Figure 3: modèle de simulation – AC analysis

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

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Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer

admin — Sun, 12 Aug 2012 15:09:38 +0000

» Le premier était de ne recevoir jamais aucune chose pour vraie que je ne la connusse évidemment être telle; c’est-à-dire, d’éviter soigneusement la précipitation et la prévention, et de ne comprendre rien de plus en mes jugements que ce qui se présenteroit si clairement et si distinctement à mon esprit, que je n’eusse aucune occasion de le mettre en doute. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

Le mélangeur est le point d’entrée de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire. A ce stade de la réalisation faisons le point :
le signal de la bande 14MHz, venant de l’antenne a été filtré pour ne garder que la bande qui nous intéresse et amplifié,
l’oscillateur local, le VFO, génère un signal de 3,760 à 4,110MHz.

Ces deux signaux seront combinés pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire de 10,240MHz qui sera filtré et amplifié.

L’avantage de ce changement de fréquence est de pouvoir construire des circuits spécialisés sur cette bande quelque soit, dans certaines limites, le signal reçu. Chaque médaille a son revers, l’introduction d’étages supplémentaires augmente le bruit, le « mélange » produit des harmoniques. Tout l’objet de la conception visera à éliminer ces inconvénients.

De la conception à la réalisation
« Le second, de diviser chacune des difficultés que j’examinerois, en autant de parcelles qu’il se pourroit, et qu’il seroit requis pour les mieux résoudre.

Le troisième, de conduire par ordre mes pensées, en commençant par les objets les plus simples et les plus aisés à connoître, pour monter peu à peu comme par degrés jusques à la connoissance des plus composés, et supposant même de l’ordre entre ceux qui ne se précèdent point naturellement les uns les autres.

Et le dernier, de faire partout des dénombrements si entiers et des revues si générales, que je fusse assuré de ne rien omettre. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

J’ai choisi délibérément de réaliser ce transceiver en n’utilisant que diodes et transistors. Les éléments les plus complexes sont réalisés à partir d’éléments simples dont il faut assimiler le fonctionnement. Je me suis orienté naturellement vers la réalisation du mélangeur à diode décrit sur le schéma suivant.

Schéma 1: Diode Ring Mixer

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Assurément un mélangeur n’est pas une boîte dans laquelle on fait passer 2 signaux, de laquelle il sort un « mélange » après avoir agité le tout ! Avec l’apparition des simulateurs il est possible de se représenter le fonctionnement de ce système composé de 4 diodes et de 2 transformateurs. Pourquoi s’en priver.

L’opération consiste en réalité en un produit de 2 signaux qui donne en sortie la somme et la différence des 2 signaux et une infinité d’harmoniques impaires. Notre mélangeur est plus précisément un multiplieur, servant dans ce cas à la transposition de fréquence.

Le mélangeur équilibré à diode est un dispositif non-linéaire passif utilisé pour effectuer la translation de fréquence du spectre du signal RF. La translation est obtenue à partir d’une multiplication analogique entre le signal RF et l’oscillateur local LO.

Le mélangeur double équilibré à 4 diodes
Il est formé d’un anneau de 4 diodes schottky connectés à 2 transformateurs large bande identiques.

Chaque transformateur utilise 3 bobines identiques. Les 2 bobines du secondaire sont connectées en série. Il comprend:
une entrée pour le signal de l’oscillateur LO, typiquement de plusieurs volts,
une entrée pour le signal radio RF, typiquement de 50 à 100mV,
une sortie pour la fréquence intermédiaire FI.

Fonctionnement
Le signal provenant de l’oscillateur commute une paire de diodes à la demie sinusoïde positive et l’autre paire de diodes à la demie sinusoïde négative. Le signal RF traverse et arrive à la sortie pendant le temps de conduction de chacune de ces paires de diodes. Ce signal change de polarité au rythme de la fréquence de l’oscillateur.

Un peu de math pour comprendre
On retrouve les identités trigonométriques en utilisant les géniales formules d’Euler:

Soit à trouver le résultat du produit cos(a).cos(b)

Nota: les formules sont éditées avec le plugin wpmathpub de Ron Fredericks

La tension de l’oscillateur V_LO rend alternativement les diodes passantes et non passantes ce qui à pour effet de multiplier V_RF par le signal rectangulaire V_LO.

Calculons le produit:
V_IF(t) = (V_RF (t)).(V_LO (t))
Soit V_RF (t )= A_RF.cos(ω_RFt)
Le signal rectangulaire s’écrit :
V_LO (t) = (4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + …]

D’où le produit :
V_IF(t)= [A_RF.cos(ω_RFt)].[(4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + … ]

Transformation en somme:
V_IF(t) = (2/π).A_RF[(cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + (1/3).(cos((3ω_LO + ω_RF)t) + cos((3ω_LO - ω_RF)t)) + (1/5).(cos((5ω_LO + ω_RF )t) + cos((5ω_LO - ω_RF)t)) + …]
V_IF(t) = (2/π).A_RF[cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + produits d'intermodulation]

Plus simplement, le mélangeur à diode produit les fréquences:

F_FI = nF_LO ± F_RF avec n = entier impair = 1, 3, 5, …

Simulation
Ce montage est aussi l’occasion de continuer à approfondir ma connaissance du simulateur LTspice. Il existe de nombreux tutoriels. L’un de ceux que je préfère est celui de DG8GB, Gunthard Kraus, professeur à Elektronikschule de Tettnang (Allemagne). Je dévore ses articles, remarquables de clarté et de précision.

Voici le programme de simulation:
créer un modèle de transformateur,
vérifier la bande passante de ce transformateur,
analyser le fonctionnement du mélangeur.

Le transformateur xfmr_30u_30u30u
Le modèle comprend 2 parties:
le symbole,
le circuit.

Créer un symbole et y associer un circuit est assez simple avec LTspice. Il faut passer par 2 étapes :
créer la netlist du circuit,
créer le symbole et y associer la netlist du circuit.

Créer la netlist
LTspice le fait en grande partie pour vous. Avec l’éditeur de schéma, dessiner le circuit figure 1. Important! Affecter des étiquettes aux entrées et sorties du circuit. Ici notre circuit est simple, il s’agit d’un transformateur parfait. Il est possible d’ ajouter, condensateurs et résistances pour représenter les capacités et les résistances parasites.

Figure 1: schéma du transformateur

En cliquant dans le menu sur View et sur Spice Netlist, LTspice affiche la netlist figure 2.

Figure 2: netlist du transformateur

Pour la transformer en subcircuit la copier et la coller dans votre éditeur de texte (notepad ou autre), y ajouter la ligne SUBCKT nomducircuit noeud1 noeud2, noeudn.. dans l’ordre des pins du symbole, enlever la ligne .backanno, remplacer la ligne .end par .ENDS. Il est aussi intéressant le placer en tête quelques commentaires. Voici le résultat:

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20Mixer\ltc\xfmr_30u_30u30u.asc
* xfmr_30u_30u30u Transformer primary 1 secondary 2 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 17/07/2012 AT 13:37
* CONNECTIONS:          Primary 1
*                       | Primary 2
*                       | | 1 Secondary 3
*                       | | | 1 Secondary 4
*                       | | | | 2 Secondary 5
*                       | | | | | 2 Secondary 6
.SUBCKT xfmr_30u_30u30u 1 2 3 4 5 6
L1 2 1 30uH
L2 4 3 30uH
L3 6 5 30uH
k L1 L2 L3 1
.ends

Ceci fait, enregistrer votre fichier en l’appelant xfmr_30u_30u30u.lib dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .

Créer le symbole
Avec l’éditeur de symbole figure 3, dessinez comme vous voulez. Le plus important étant la définition des pins qui doivent être dans le même ordre que les noeuds de la ligne SUBCKT. Imaginez cela comme un connecteur où le symbole s’enficherait sur sa netlist.

Figure 3: symbol du transformateur

Le second point important est de définir des attributs figure 4. Pour ce faire choisir dans le menu Edit Attributes.

Figure 4: définition des attributs

Enfin avec Edit Attribute Window choisir les attributs qui seront affichés avec le symbole. J’ai choisi Value et Spicemodel

Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_30u_30u30u.asy dans ce répertoire.

Du choix du transformateur
Il est intéressant d’examiner la courbe de réponse du transformateur. Il est fait de 8 à 10 tours de fil #28AWG bobinés sur un tore FT37-43.

La fiche technique du tore (source kits and parts) indique:
Wideband Transformers 5 – 400 MHz
Power Transformers 0.5 – 30 MHz
RFI Suppression 5 – 500 MHz
AL = 350 +/- 20 % Actual measured AL using 10 turns #28 wire ( #28AWG = D = 0,321mm).

Bobiner 10 tours, donne L = AL*Tours²/1000 = 28 à 42uH.
Bobiner 8 tours, donne L = 18 à 27uH.

A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 5. Sachant que le transformateur travaille alternativement avec seulement un secondaire en action pendant que l’autre est au repos, la simulation est faite sur un secondaire chargé avec 50Ω, tandis que l’autre n’est pas laissé en l’air pour éviter une erreur dans Error log, est chargé avec une résistance de 10MΩ.

Figure 5: Circuit de simulation de la bande passante du transformateur

La figure 6 montre le résultat obtenu. La bande passante s’étend de 130KHz à plus de 100MHz. Le même essai avec un transformateur de 20uH montre que la bande passante s’étend de 200KHz à plus de 100MHz.

Figure 6: bande passante du transformateur

Du choix des diodes
Le réseau de diodes est fait de diodes schottky ou de diodes courantes type 1N4148. Il me parait intéressant de comparer le fonctionnement du circuit dans chacun de ces 2 cas. A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 7 avec la diode schottky 1N5711 puis avec la diode 1N4148.

Un signal sinusoïdal V_RF = 100mV peak, de fréquence F=14MHz est appliqué à l’entrée RF. Un signal sinusoïdal V_LO = 2V peak, de fréquence F=3,76MHz est appliqué à l’entrée LO. Nous obtiendrons en sortie IF = 14,0 – 3,76 = 10,240 MHz. Les entrées et la sortie sont normalisées à 50Ω.

Figure 7: circuit de simulation du DBM

La simulation nous permettra d’examiner la forme des signaux en fonction du temps. L’analyse FFT (Fast Fourier Transform) nous donnera le spectre des fréquences.

La durée de simulation = 20us nous donne dans l’analyse FFT une résolution F=1/20us = 50KHz. Avec un intervalle de temps de 0,1ns nous obtenons un minimum de 20us/0,1ns = 200 000 exemples, il est ainsi possible de choisir la valeur de 131 072 pour l’analyse FFT. La compression de données est OFF. La méthode d’intégration est GEAR.

Note importante au sujet des paramètres de simulation
Les paramètres de simulation doivent être réglés avec soin pour éviter distorsions et erreurs de calcul (cf note de DG8GB).

La durée de simulation est liée au degré de résolution de la fréquence par la relation:
F = 1/(durée de simulation).

Le paramètre Maximum Timestep est l’espace de temps entre 2 points du diagramme et détermine la fréquence minimum des exemples:
fsample = 1 / Maximum Timestep.

Cette fréquence doit toujours être plus grande à 2 fois la composante spectrale maximum (loi de Shannon). Le non respect de cette loi entraîne des distorsions de repliement de spectre ou Aliasing distortions (distorsions d’image).

Une seconde loi doit être respectée pour éviter des erreurs de calcul.
Il faut Nombre d’exemples simulés = MaximumTimestep/Durée de simulation toujours plus grand que le nombre d’exemples utilisés par l’analyse FFT. La valeur par défaut proposée (Number of data point samples in time) = 65 536. Pour obtenir une plus grande précision il est préférable d’utiliser 131 072. Ainsi pour produire 200 000 exemples sur une durée de temps de 20us il faut:
Maximum Timestep = Durée de simulation/200 000 = 20us/200 000 = 0,1ns.

Il faut aussi couper la compression de données pour éviter de réduire le nombre d’exemples produits.

Enfin en simulation de circuits RF, toujours utiliser l’intégration GEAR. Pour cela dans le menu Simulate Control Panel – onglet SPICE – option Default Integration method cocher GEAR.

La figure 8 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période. Dans la partie positive du signal LO, la phase du signal RF ne change pas. Dans la partie négative du signal LO, la phase du signal RF est changée de 180 degrés.

Figure 8: signal IF

La figure 9 montre le résultat de l’analyse FFT sous une présentation linéaire pour calculer les pertes de conversion. Comme indiqué dans les paramètres FFT, les tensions sont données en valeur RMS.

Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 17,9mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 17,9mV.

Figure 9: analyse FFT

A partir de ce graphe nous pouvons calculer les pertes de conversion.
La tension V_RF = 100mV peak donne V_RF RMS = 70.7mV.
Le signal incident est égal à la moitié de cette valeur = 35.35mV.
Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/17,9) = 5,9 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

La figure 10 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période avec une diode 1N4148. On observe un bruit plus important à l’inversion de polarité.

La figure 11 montre le résultat de l’analyse FFT avec une diode 1N4148.
Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 18,6mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 22,6mV.

: Figure 9: analyse FFT

Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/18,6) = 5,6 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,1 x 2 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai changé de méthode cette fois. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,32mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

Photo 1: circuit imprimé du Mélangeur

Test
Dispositif
Générateur HF fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Nota: je prévois de conserver cet atténuateur et de le rendre commutable au moyen d’un commutateur DPDT. C’est un moyen simple pour diminuer la puissance d’entrée et améliorer les performances d’intermodulation du mélangeur.
Résistance de charge connectée en sortie du mélangeur = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.
Résultat
La photo 2 ci-dessous montre le signal obtenu en sortie ≈ 125mVrms, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.

Photo 2: signal de sortie du Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
A discussion on mixer – VK5BR Lloyd Butler
Mixers Part1 & Part2 Theory and Technology – Bert C. Henderson
Mixers – Liam Devlin

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 1

admin — Mon, 21 May 2012 11:20:02 +0000

Il existe sur le net de nombreux exemples de VFO. La réalisation de ce VFO, des plus classiques, m’a demandé cependant, beaucoup d’essais et mises au point. Je commence par en fixer le cahier des charges:
- oscillateur Clapp,
- variation du circuit d’accord par diode varicap (varactor)
- plage de fonctionnement de 3,760MHz à 4,110MHz, pour couvrir la bande des 14 MHz avec une fréquence intermédiaire de 10,240 MHz,
- amplificateur délivrant 15 dBm sur 50 ohms, pour alimenter un mélangeur à diodes,
- filtre passe bas pour éliminer les harmoniques,
- amplificateur destiné à alimenter mon fréquencemètre dans un premier temps, puis, dans le futur, un micro contrôleur intégré au transceiver.

Qui se traduit sous la forme du schéma fonctionnel suivant:

Ci-dessous le schéma complet du circuit. Chaque partie du circuit est décrite ensuite.

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

L’oscillateur
J’ai opté pour l’oscillateur Clapp, connu pour sa stabilité et aussi pour la facilité de fabrication de la bobine sans prise intermédiaire. Facilité apparente toutefois, la mise au point de l’oscillateur m’a permis de vérifier la loi de Murphy étendue aux oscillateurs: « un amplificateur oscille, un oscillateur n’oscille pas » et de connaître les limites de la simulation. J’ai construit de superbes oscillateurs qui, en simulation, fonctionnaient parfaitement avec toutes les combinaisons LC. Satisfait du montage virtuel, je prenais avec enthousiasme le fer à souder pour le monter. Je me hâtai de brancher l’oscilloscope. Hélas! l’écran restait désespérément vide. Il me fallait remettre tout à plat. Après maintes recherches sur le net, j’ai trouvé une excellente synthèse sur le sujet réalisée par Olivier ERNST F5LVG intitulée « STABILITE DES OSCILLATEURS« .

Pour obtenir un oscillateur stable qui oscille, il faut que la capacité d’accord soit supérieure à Ce et inférieure à Cmax/2.
(1) Ce pF = Fo * 100
(2) Cmax pF = 6000 / Fo
(3) Cmax/2 = 3000 / Fo
Calculs:
(4) Fo = limite supérieure de la bande = 4,11 MHz
(5) Ce = 4,11 * 100 = 411 pF
(6) Cmax/2 = 3000 / 4,11 = 730 pF
(7) Résultat: capacité d’accord pF = ] 411 ; 730 [

Figure 1

Cas de l’oscillateur Clapp figure 1.
F5LVG indique que les deux capacités du Clapp doivent, du fait de leur mise en série, avoir une valeur double de la valeur calculée par la théorie. Comme base de départ, les valeurs des 2 capacités principales peuvent être égales à Cmax/2 chacune, la valeur de la capacité en série avec la bobine étant égale au quart de cette valeur y compris le CV. Partant de ce calcul, je prends les valeurs normalisées E12 supérieures les plus proches soit C1 = C2 = 820 pF pour les deux capacités en série et Ct = 820 pF / 4 = 220 pF pour la capacité en série avec la bobine.
Calcul de L:
(8) A la résonance Lw = 1/Cw ou L = 1/Cw²(9) w² = (2πFo)²
(10) C = 1/[1/Ct + 1/C1 + 1/C2]
(11) Ct = 220 pF = capacité totale utilisée pour caler et balayer l’intervalle de fréquence F MHz=[3,76 ; 4,11]
(12) C = 147 pF
(13) Résultat L = 10 uH

L’excellente synthèse sur le VFO « Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2″ de F6EVT indique la valeur des réactances capacitives des capacités C1 et C2, soit Xc1 = Xc2 = 45 ohms pour le Colpitts et le Clapp. Partant de là, effectuons les calculs:
(14) Xc = 1/Cw
(15) C = 1/wXc
(16) w = 2πFo
(17) C = 861 pF = C1 = C2 (figure 1) résultat proche du calcul précédent.

Si vous êtes allergique au calcul mental ou à la règle à calcul, vous pouvez utiliser ce calculateur.

Après un passage par la simulation SPICE (voir détail ci-dessous), je suis parti sur cette base pour monter l’oscillateur. Je connecte l’oscilloscope. Eurêka! Miracle de la technique! Une superbe sinusoïde se dessine sur le graticule.

Simulation
Pour que ce travail soit réutilisable, j’ai conçu un modèle de simulation entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres principaux à entrer:
.PARAM Fmax=4.11Meg : Fréquence haute d’oscillation Fo
.PARAM XL=258 : Réactance inductive de la bobine L à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xca=47 : Réactance capacitive du condensateur C0 et C1 à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xct=176 : Réactance capacitive du condensateur Ct en série avec L à Fo (voir figure 1)
.STEP PARAM Ctune 0p 100p 10p : variation du condensateur variable en // sur Ct

Notes:
(1) Paramètre Xct: puisque Ct = Ca/4 vous pouvez indiquer Xct = 4*Xca
(2) Paramètre Ctune: représente le CV ou la diode varicap.

Simulation : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Le résultat est enregistré dans le fichier .log . Au cours de cette analyse on calcule:
(1) la fréquence obtenue F MHz = [4,178; 3,729]pour chaque valeur de Ctune pF = [0; 100]

.measure tran t1 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=1
.measure tran t2 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=101
.measure tran F[Ctune] PARAM 100/(t2-t1)

Measurement: c5
 step ctune
 1    0
 2    1e-011
 3    2e-011
 4    3e-011
 5    4e-011
 6    5e-011
 7    6e-011
 8    7e-011
 9    8e-011
 10   9e-011
 11   1e-010
Measurement: f[ctune]
 step 100/(t2-t1)
 1    4.17824e+006
 2    4.1188e+006
 3    4.06341e+006
 4    4.01193e+006
 5    3.96374e+006
 6    3.9187e+006
 7    3.87585e+006
 8    3.83618e+006
 9    3.79858e+006
 10   3.76268e+006
 11   3.72909e+006

(2) la valeur de la capacité C1 = 824 pF

.MEASURE TRAN c1 PARAM Ca
 step ca
 1    8.23911e-010

(3) la valeur de la capacité C2 = 824 pF

.MEASURE TRAN c2 PARAM Cb
 step cb
 1    8.23911e-010

(4) la valeur de la capacité Ct = 220 pF

.MEASURE TRAN C4 PARAM Ct
 step ct
 1    2.20022e-010

(5) la valeur de l’inductance L = 10 uH

.MEASURE TRAN L1 PARAM L
 step l
 1    9.99075e-006

Voici le graphe obtenu:

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Buffer
La sortie de l’oscillateur est connectée sur l’entrée à haute impédance du buffer, amplificateur à drain commun ou source follower . Sa sortie à basse impédance est reliée aux 2 amplificateurs de sortie: celui du VFO, celui du fréquencemètre.

Amplificateur du fréquencemètre
Afin de ne pas perturber le VFO, j’ai tiré une ligne séparée vers le fréquencemètre. L’amplificateur donne les impulsions nécessaires au micro contrôleur.

Réalisation de la partie 1
J’ai utilisé les composants que j’avais: des transistors JFET MPF102 pour l’oscillateur et le buffer. La tension d’alimentation de ces 3 étages fixée à 6V est régulée par le régulateur 78L06. Les condensateurs du circuit oscillant et de liaison sont du type NP0. L’inductance L = 10uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 45 tours de fil de Cu émaillé de 0,4 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts. L’amplificateur du fréquencemètre est un BJT NPN 2N3904 en émetteur commun. Des images du circuit fini sont données dans la partie 3.

Test – Mesure
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur, le fréquencemètre branché à la sortie de l’amplificateur affiche F = 4.311 MHz , fréquence proche de celle mesurée en simulation et calculée (F = 4,178 avec Ctune = 0).
Avec la sonde 10:1 à l’échelle 50mV/cm L’oscilloscope donne Vpp = 185mV soit Vpp = 1,85 V.
Pour la mesure HF, j’ai construit une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 0,738 V soit Vpp = 0,738*2*√2 = 2,09 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la capacité d’accord:
(M1) LC = 25330,3 / F² avec L en uH, C en pF, F en MHz
(M2) C pF = 25330,3 / (F^2..L) = 136 pF avec F= 4,311 MHz, L = 10 uH
(M3) capacité des 2 condensateurs de 820pF en série C1 et C2 = 820 / 2 = 410 pF
(M4) capacité Ct = (410 * 136) / (410 -136) = 204 pF.

Photo 1 signal en sortie du buffer

Références
STABILITE DES OSCILLATEURS – Olivier ERNST F5LVG
Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2 – F6EVT
VFO – CT4ER
Clapp oscillators – Ian Purdie VK2TIP

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Amplificateur RF

admin — Tue, 17 Apr 2012 14:10:43 +0000

Cet étage est basé sur le modèle Common Base Transformer Feedback Norton Amplifier. Cet amplificateur a initialement été décrit par Dr. David E. Norton. Il utilise un amplificateur à base commune qui introduit une contre réaction par transformateur, du collecteur à l’émetteur.

L’amplificateur NORTON

Norton démontre dans une analyse théorique du schéma ci-dessus avec les hypothèses simplificatrices suivantes:
le transistor a une impédance d’entrée nulle et une impédance de sortie infinie,
le gain en courant = 1, que la correspondance des impédances sera obtenue si le rapport de transformation n1: n2: n3 du transformateur satisfait à la condition 1: n: m où n = m2 – m – 1. Il démontre aussi que le gain en puissance est m2.

Le rapport du nombre de tours du transformateur définit le gain et adapte la sortie à la charge. Le résultat est un amplificateur à bruit de phase très faible, et à l’isolement inverse bon dans ma plage d’utilisation.

Dans sa note, Dallas Lankford décrit le résultat des expériences réalisées avec cet amplificateur. Il indique que l’impédance d’entrée dépend et, est égale à l’impédance de charge. De plus, le transformateur de l’amplificateur est un transformateur à large bande, avec une gamme de fréquence qui dépend des paramètres de transformation. Ainsi, la gamme de fréquences pour laquelle l’amplificateur fournit la correspondance entre les impédances d’entrée et de charge, ne dépasse pas la plage de fréquences du transformateur. Les ratios admissibles comprennent 1:1:2, 1:5:3, 1:11:4, 1:19:5, et ainsi de suite. Ainsi, avec un ratio 1:1:2 l’amplification = 4, et le gain = 10 log (4) = 6,02 dB, avec un ratio 1:5:3 l’amplification = 9, le gain = 10 log (9) = 9,54 dB, avec un ratio 1:11:4 le gain = 10 log (16) = 12,04 dB, avec un ratio 1:19:5 le gain = 10 log (25) = 13,98 dB, et ainsi de suite. Le nombre de spires du transformateur peut être modifié pour s’ajuster à la gamme de fréquences de l’amplificateur à condition que le ratio soit maintenu. Par exemple, un amplificateur 1:5:3 peut avoir 1:5:3 ou 2:10:6 ou 3:15:9 tours pour n1: n2: n3 et ainsi de suite. Les points de mise en phase du transformateur indiqués sur le schéma doivent être observés. Comme l’ amplificateur utilise la contre réaction, une inversion serait susceptible d’entraîner l’oscillation de l’amplificateur et en dégraderait les performances.

Application
J’ai repris le schéma de K8IQY. La base du transistor est polarisée avec une LED 2V, 2mA. J’ai simplement remplacé le transistor 2N2222 par le 2N3904 et ajouté un condensateur de liaison C5 = 100 nF entre le filtre passe bande et l’amplificateur. Le tore utilisé est un FT37-43 acheté chez Kits and Parts . Le bobinage 1:11:4 pour obtenir un gain de 12dB dans la bande 14MHz, a été réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0.7 mm récupéré sur un ancien téléviseur. Mini tore calculateur , indique l’inductance pour chaque bobine : 300 nH : 36.3 uH : 4,8 uH. Le bobinage, côté collecteur du transistor est fait de 15 tours de fil avec une prise à 4 tours côté froid. Côté émetteur du transistor, le bobinage est fait d’un fil passé dans le tore côté froid (attention à la phase, voir photo plus bas au paragraphe réalisation).

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Les outils disponibles sur internet permettent de vérifier et de régler les tensions, courants d’un circuit par calcul, de visualiser le fonctionnement d’un circuit par des graphes, d’en modifier le comportement par des paramètres.
J’utilise l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres de simulation
Pour l’étude il est intéressant de paramétrer l’élément fondamental du circuit, le transformateur. Il sera toujours possible ainsi de l’adapter au tore utilisé et à la bande passante désirée. Cela est fait en reprenant le paramètre magnétique du tore appelé inductance factor A_L et en l’utilisant pour calculer les inductances L1, L2, L3 de façon suivante:
.param L=300n (valeur de Al)
L1 = {L} (L1 = 1 tour * Al = 300 n)
L2 = {4*4*L} (L2 = (4 tours)² * Al = 4,800 u)
L3 = {11*11*L} (L3 = (11 tours)² * Al = 36,300 u)
Pour étudier la polarisation du transistor:
.param Rb=3.3k ;2n3904 (polarisation de la base du transistor)
.param Re=56 (résistance d’émetteur)

Simulation 1 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 14 MHz est injectée à l’entrée du circuit au travers d’ une résistance de 47 Ohms et l’on observe la tension à la sortie. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure Tran VoutPP PP V(OUT) (tension pp de sortie)
.measure Tran VxPP PP V(x) (tension pp au point x d’entrée)
.measure Tran VinPP PP V(IN) (tension pp par le générateur)
.measure Tran Zin PARAM 47*VxPP/(VinPP-VxPP) (impédance d’entrée)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
voutpp: PP(v(out))=4.02434 Vpp FROM 0 TO 0.001
vxpp: PP(v(x))=1.02666 Vpp FROM 0 TO 0.001
vinpp: PP(v(in))=1.99613 Vpp FROM 0 TO 0.001
zin: 47*vxpp/(vinpp-vxpp)=49.7726 Ohms

Simulation 2 : analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure AC OUTMAX max mag(V(out)) (Gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz)
.measure AC out1 find mag(V(out)) AT 14Meg (Gain maximum à 14 MHz)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(11.9227dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
out1: mag(v(out))=(11.9218dB,0°) at 1.4e+007

Observations
On constate sur le premier graphe la parfaite amplification du signal. Sur le second graphe on note que la courbe de réponse est plate dans la partie des 14 Mhz et sur une très large bande. Le gain à 14 MHz = 11,92 dB est approximativement le gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz et correspond au gain théorique prévu de 12 dB avec le transformateur 1:11:4.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5 x 3,8 cm. La gravure est simple: 4 x 3 = 12 îlots identiques. Un îlot a été découpé en 2 parties pour le transistor. Cette plaque est soudée au moyen du fil de masse sur la plaque d’époxy cuivrée qui sert de support à toutes les cartes et reliée par un condensateur de 100 nF au filtre passe bande. La photo 1 montre le circuit. Pour obtenir la valeur désirée, certaines résistances sont obtenues en soudant 2 résistances en parallèle. Les condensateurs de découplage de 100 nF sont des CMS 1206. Ces composants minuscules se soudent très facilement en utilisant la technique décrite par Francis THOBOIS. La photo 2 montre comment l’inductance L1 est enroulée sur le tore.

Photo 1

Photo 2

Test
Je me suis assuré d’abord des valeurs des tensions:
alimentation = 13,8 V
aux bornes de la LED = 2 V
jonction base et émetteur Vbe = 0.7 V
aux bornes de la résistance d’émetteur = 1,11 V.
Pas de fumée, tout est OK!

Pour tester le circuit, j’ai utilisé un petit générateur HF. J’ai injecté un signal de 14 MHz à l’entrée du filtre passe bande et observé le résultat à l’oscilloscope.

Photo 3 signal en sortie de l’amplificateur

La mesure donne:
signal à l’entrée de l’amplificateur Vin = 36 mVpp
signal à la sortie de l’amplificateur Vout = 128 mVpp.
Gain en puissance = 10 log Pout/Pin = 10 log Uout²/Uin² quand les impédances Zin=Zout, soit 20 log Uout/Uin = 20 log 128/36 = 11 dB.
La mesure confirme la théorie.

Références
- Common Base Transformer Feedback Norton Amplifiers de Dallas Lankford, 8 VI 94, rev. 21 V 07,
- Development of a low noise high reverse isolation low distortion RF Amplifier de KO4BB,
- Notes on Common-Emitter Transformer Feedback Amplifiers de KE5FX,
- Transistor Amplifier with Impedance Matching Transformer David E. Norton, US Patent 3,891,934, June 1975 (expired)
- A 20 Meter, Discrete Component CW Transceiver Built Manhattan-style de Jim Kortge K8IQY.

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Filtre passe bande 14 MHz

admin — Wed, 28 Mar 2012 17:43:00 +0000

Pour réaliser ce filtre, je me suis appuyé sur la note technique Transformer Coupled LC Bandpass Filters de W7ZOI.

Je suis parti du matériel dont je disposais:

- tores T50-6 achetés chez Kits and Parts W8DIZ,
- fil de cuivre émaillé de 7/10 mm récupéré sur un bobinage de TV.

Sur son site, W8DIZ indique les caractéristiques des tores. Le matériau 6 est bien adapté de 3 MHz à 40 MHz.

Calcul
Ci-dessous le schéma du filtre:

J’ai d’abord utilisé mini tore calculateur de DL5SWB pour déterminer les valeurs possibles du circuit résonnant LC à la fréquence F = 14 MHz. Je me suis fixé L = 0.5 uH. A cette fréquence F, avec cette valeur de L, il faut une capacité C = 250 pF. L2 = L3 sont obtenues en bobinant 11 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur un tore T50-6. L1 = L4 sont obtenues en bobinant 2 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur respectivement, L2 et L3 côté masse.

Les calculs sont faits à partir des formules de W7ZOI avec L = L2 = L3:

Fréquence F = 14 MHz
Pulsation w = 2. π . F
Nodal capacitance C0 = 1 / w² . L
Butterworth shape k = 1 / √ 2 et q = √ 2
Bandwidth B = 0,6 MHz
C12 = C0 . k . B / F
CT = C0 – C12
d’ où C12 = 7,8 pF et CT = 250 pF
Qu =unloaded Q
Rp = résistance équivalente en parallèle.

Ne pouvant mesurer le facteur Qu de L, avec ces valeurs j’ai supposé que Qu ne pouvait être < 200.

Qend = q . F . Qu /( B . Qu – q .F)
Rp = Qend . w . L
d’ où Qend = 40 et Rp = 1737 Ohms

Le rapport du nombre de spires du couplage pour obtenir 50 Ohms est n² = 1737 / 50 = 34,74
soit n = 5,89, d’où nombre de spires pour le couplage = 11 / 5,89 = 2 tours.

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Elle est réalisée avec l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Voici le diagramme de Bode obtenu:

Voici les valeurs calculées:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(-0.0412774dB,0°) FROM 1e+007 TO 3e+007
flo3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.37784e+007
ampflo3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.37784e+007
fhi3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.43182e+007
ampfhi3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.43182e+007
(1) bw3db=539854 FROM 1.37784e+007 TO 1.43182e+007
(2) fcenter: mag(v(out))=(-0.0475675dB,0°) at 1.40483e+007
imagelo: mag(v(out))=(-31.701dB,180°) at -5.95168e+006
imagehi: mag(v(out))=(-60.9751dB,0°) at 3.40483e+007
(3) ref1: mag(v(out))=(-56.6812dB,0°) at 2.8e+007
(4) ref2: mag(v(out))=(-50.7083dB,180°) at 7e+006

Notes:
(1) bande passante à – 3dB = 0.540MHz de 13,778 MHz à 14,318 MHz
(2) fréquence centrale F0 = 14,048 MHz
(3) réjection de la fréquence image si low side injection = -56,58 dB
(4) réjection de la fréquence image si high side injection = -50,71 dB

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 6 x 3 cm. La gravure est simple: 4 x 2 = 8 îlots identiques. Je fabrique ces plaques d’avance en différents formats. Ces plaques seront ensuite soudées au moyen du fil de masse sur une plaque d’époxy cuivrée qui servira de support à toutes les cartes. Ceci rend modulaire le montage, chaque étage pouvant être remplacé. L’image ci-dessous montre le circuit équipé de résistances en entrée et en sortie pour le test. Finalement après tests C12 = 5 + 2 pf et CT = 100 + 82 + 15 pf (ajustable).

Test
Pour tester le circuit, j’ai construit un petit générateur HF. Voici le circuit de test:

Pour tracer la bande passante du filtre, à l’aide de l’oscilloscope, j’ai mesuré la tension Vin à l’entrée du filtre et Vout à la sortie du filtre à différentes fréquences. Pour chaque point j’ai calculé le Gain = 20 log Vout/Vin quand le circuit est adapté en impédance (Zin = Zout).
Le graphique a été tracé avec l’open source GRAPH qui permet de tracer rapidement un graphique à partir d’une série de points relevés et enregistrés dans un fichier csv. Les points ont été relevés tous les 0.100 MHz de 13,500 MHz à 15,100 MHz et la fréquence mesurée avec mon fréquencemètre. Le tracé de la courbe est obtenu par interpolation spline cubique. Cela est effectué simplement dans le menu Editer une série de points, en sélectionnant dans l’onglet Marqueurs, l’interpolation Splines cubiques. La courbe obtenue montre que la bande passante à -3db se situe de 13,950 MHz à 14,550 soit une largeur de bande de 0,600 MHz. L’atténuation minimum se situe autour de 14,220 MHz.

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