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Le VEXIN SSB 40m

admin — Wed, 02 Nov 2016 12:06:15 +0000

Je décris dans cette suite d’articles la réalisation de ma station construite autour du VEXIN.

Michel, F6FEO, le concepteur du VEXIN, m’a apporté son aide, et toute son expérience technique pour mener à terme ce projet démarré en février 2016.

Beaucoup d’émotion en fin de matinée du jeudi 22 septembre 2016. J’établissais sur 40 mètres mon 1er QSO phonie avec F6AWY, Patrick dans le Morbihan.

Si vous êtes passionnés par la technique, vous prendrez beaucoup de plaisir à construire et à utiliser ce petit appareil.

1. Description de ma station home-made

La station se compose des éléments suivants:

le transceiver VEXIN SSB 40m,
un PA de 5 à 20W,
une alimentation stabilisée linéaire fixe 13,6V pour le transceiver,
une alimentation stabilisée linéaire variable pour le PA,
un ROS mètre,
un coupleur d’antenne,
une antenne LEVY.

L’alimentation variable me permet de travailler en QRP sous 13,6V ou en QRO sous 18V à 30V. Elle est équipée de 2 galvanomètres qui me donnent la tension et l’intensité. Connaissant par la mesure le rendement de mon PA, il m’est possible d’estimer et de contrôler simplement la puissance de sortie. Un contrôle d’intensité en limite le courant à 3A. Elle peut ainsi fournir 90W, ses possibilités dépassent largement celles de mon PA. Elle sera décrite dans un autre article.

Figure 1 – Schéma fonctionnel VEXIN (F6FEO)

2. Description du VEXIN

En figure 1 ci-contre, le schéma fonctionnel. En figure 2 ci-dessous, le schéma du circuit et la description extraits du site de F6EVT. Le VEXIN se compose de 7 modules :

l’ émétteur-récepteur,,
le RIT (qui n’apparait pas sur le schéma),
l’ amplificateur BF,
le S mètre,
le driver,
l’amplificateur de puissance RF et la commutation d’antenne,
la commutation et la distribution des tensions régulées.

Le travail le plus important consiste en la mise au point du super VXO, du BFO, des filtres à quartz. La dispersion des caractéristiques des quartz impose la fabrication sur mesure. Chaque élément est donc testé sur banc de test avant le montage définitif. En suivant ce principe, on obtient un fonctionnement optimal.

Figure 2 – Schéma du VEXIN (F6FEO)

3. Le super VXO

Le super VXO (JA0AS (silent key), JH1FCZ) utilise 2 XTAL en parallèle de même fréquence nominale, ici 12096KHz (achetés chez Jean-Michel F1JRK JMB-Electonique). On peut tirer la fréquence sur environ 140KHz tout en gardant une grande stabilité.
Ici la méthode de mise au point est empirique mais assez simple. L’oscillateur (se reporter au schéma) est monté à blanc sur une plaquette d’essais avec son condensateur variable de 50pF. On garde sous la main un jeu d’ inductances aux valeurs normalisées et l’on mesure de proche en proche, à l’aide du fréquencemètre la bande obtenue. En ce qui me concerne j’ai obtenu un bon résultat en plaçant en série 10uH+6.8uH. C’est un travail de patience mais l’on arrive à bout.

L’oscillateur fournit ainsi 11943kHz à 12090kHz soi Δƒ=147kHz.

Le second point consiste à vérifier la tension de sortie du VXO. Elle doit être suffisante et d’au moins 1V eff (3Vcc) pour un fonctionnement correct du mélangeur. La tension d’alimentation a été fixée à 10V au lieu des 7V indiqués sur le schéma.

Figure 3 – Tableau des caractéristiques des quartz

4. Le filtre à quartz

Elément essentiel du transceiver, il doit ne laisser passer en mode SSB qu’une des deux bandes latérales avec des flancs aussi abrupts que possible et une bande passante de 2,4kHz suffisante pour l’intelligibilité la voix, tout en ayant une atténuation aussi faible que possible.

La fréquence choisie est 4915kHz. Le filtre est constitué de 4 quartz aux caractéristiques les plus proches possibles. Son impédance = 1,2kΩ.

Sur un lot de 20 quartz (ou plus), voici les opérations à réaliser :

numéroter, mesurer et enregistrer les caractéristiques de chaque quartz,
classer, regrouper les quartz, extraire un groupe,
calculer le filtre théorique,
monter le filtre sur banc de test,
mesurer tracer la courbe de réponse du filtre.

4.1. Numéroter, mesurer et enregistrer les caractéristiques

J’utilise la méthode G3UUR que j’ai décrite dans un article précédent. Chaque quartz est numéroté de 1 à 20, monté successivement sur l’oscillateur puis mesuré avec et sans capacité en série. Le résultat est noté dans le tableau des caractéristiques des quartz OpenOffice.

4.2. Classer, regrouper les quartz, extraire un groupe

Le tableau est trié dans l’ordre croissant des fréquences. Pour faire ressortir les groupes, les lignes des quartz aux caractéristiques très proches sont coloriées. Des groupes de quartz aux valeurs voisines apparaissent ainsi. J’en ai tiré les n° 7, 10, 3, 13. D’autres séries sont possibles.

Figure 4 – Calcul du filtre 4 quartz

4.3. Calculer le filtre théorique

DISHAL de DJ6EV fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.

Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation:
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée (2),
bande passante 2400Hz (j’ai indiqué 2100Hz, nous verrons qu’en réalité la bande passante est un peu plus large),
Lm = 69,7mH (1),
Cm = 15,05130fF (calculé),
Fsérie = 4913,792KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 4 ci-dessus. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 1203,4Ω,
la fréquence centrale du filtre = 4915,442KHz,
les capacités Cs1=47,9pF, Ck23=47,9pF, Ck12=35,1pF du filtre figure 5, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=4924,346KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Figure 5 – Filtre 4 XTAL

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 10 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Note (2): Pour obtenir l’impédance 1200Ω je commence par introduire une ondulation de 0.3dB que je diminue progressivement jusqu’à obtenir l’impédance souhaitée.

Figure 6 – Banc de test pour filtre – Schéma fonctionnel

4.4. Monter le filtre sur banc de test

Le banc de test, figure 6 ci-contre, est nécessaire pour tracer avant montage la courbe de réponse du filtre. Eventuellement, retoucher la valeur des capacités. La platine de test, figure 7 ci-dessous, a été conçue par F6FEO. J’ai simplement remplacé le transistor 2n2369 par 2n2222. Le courant de collecteur du premier étage de la platine de test doit être ajusté (voir note ci-dessous) au moyen de la résistance variable du pont de base pour obtenir l’impédance de 50Ω à l’entrée de l’étage. Le générateur HF est le VCO décrit ici. Je l’ai reprogrammé en changeant son circuit LC pour qu’il se situe dans la gamme de fréquence du filtre (circuit LC enfichable). Le fréquencemètre associé au VCO est décrit ici. La sonde HF de mesure est constituée d’une diode schottky et d’une capacité de 100nF. On place en sortie de la platine de test une résistance de 50Ω pour la mesure.

Figure 7 – Platine de test pour filtre (F6FEO)

Note : dans son schéma, Michel, utilise la formule Zin=26/0.6 où 26mV = Vth est la tension thermique et 0.6mA = Ic est le courant de collecteur de repos. La pente du transistor est gm = Ic / Vth . En base commune, la résistance d’entrée = 1/gm.

Figure 8 – Courbe de réponse du filtre 4 quartz

4.4. Mesurer tracer la courbe de réponse du filtre

Méthode de relevé des mesures
Mon VCO ne couvrant pas une large plage de fréquences, j’ai choisi de faire varier sa fréquence du mini au maxi et de relever la mesure de la tension de sortie chaque fois qu’elle est décelable et notable sur l’appareil de mesure.
Traçage
Pour tracer la courbe j’utilise le logiciel libre Graph. Les valeurs sont enregistrées dans une série en coordonnées cartésiennes (fréquence,gain). Le logiciel fait le reste par interpolation. Après avoir fait des essais avec différentes valeurs de capacité, j’en suis arrivé à la courbe de la figure 8 ci-contre. Le fichier Graph est disponible ici.

5. Le filtre de contour

Le VEXIN utilise en sortie du mélangeur un 1er filtre FI construit avec un quartz. Le filtre de contour, roofing filter, limite la bande passante et atténue les signaux forts qui, trop près de la bande passante, pourraient saturer l’étage FI suivant.

La méthode de mesure est la même. Le filtre est monté sur la platine de test. Le test est fait de façon empirique avec différents quartz voisins du groupe qui a servi à fabriquer le filtre à 4 quartz. Différentes valeurs de capacité sont testées. La difficulté est de choisir une combinaison qui croise au mieux les 2 filtres.

Finalement c’est le quartz n°15 avec 2 capacités de 22pF qui a donné le meilleur résultat figure 9, ci-contre. Le fichier Graph est disponible ici.

Figure 9 – Courbes de réponse des 2 filtres

Figure 10 – Exemple LTSPICE FFT du modulateur

6. Le BFO

6.1. Produire les signaux B.L.U.

Un oscillateur à quartz (BFO) génère la porteuse destinée à être modulée (ou démodulée). La porteuse est appliquée à un modulateur équilibré à 2 diodes Schottky (appairées au multimètre) qui reçoit en outre les signaux BF provenant de l’amplificateur du microphone. Le modulateur a la propriété de donner 2 bandes latérales modulées tout en atténuant fortement la porteuse. Le filtre à quartz suivant laisse passer la bande utile. On obtient ainsi une bonne suppression de la bande indésirée et une suppression supplémentaire de la porteuse.

Une simulation avec LTSPICE FFT montre figure 10, le spectre de fréquences obtenu en série de Fourier. Dans cet exemple le signal du BFO=4914kHz, le signal BF = 1kHz. On récupère à la sortie un signal de 4913kHz et un signal de 4915kHz, le signal porteur est atténué de 35dB environ. Le filtre à quartz gardera 4915kHz et augmentera l’atténuation du signal porteur pour l’élever à environ -50dB. D’où l’importance du bon réglage du BFO en tension et en fréquence. En tension, pour que les diodes qui ont une tension de seuil de 0,2V soient rendues conductrices. En fréquence, pour que la porteuse soit située du côté gauche et en dehors de la courbe de réponse du filtre à quartz pour ne laisser passer que le spectre des fréquences de la voix humaine (200 à 2500Hz) dans la fenêtre du filtre à quartz. Le fichier de simulation est disponible ici.

Le niveau BF en entrée du modulateur est aussi important, nous verrons au chapitre réglage comment procéder.

6.2. Méthode de mise au point

J’ai utilisé la même méthode que le VXO. Le BFO est monté à blanc sur plaquette d’essai. J’ai choisi dans ma liste le quartz n°9 parce qu’il se trouvait bien à gauche de la fréquence basse de mon filtre à quartz. Je n’avais pas comme sur le schéma de Michel une bobine à noyau réglable, j’ai donc utilisé un jeu d’inductances standards et un petit condensateur ajustable montés en série avec le quartz. Le but étant de tirer la fréquence sur quelques kHz pour pouvoir placer la porteuse à gauche et hors de la bande passante du filtre, suffisamment pour augmenter l’atténuation de la porteuse. Ici encore le réglage doit être fait sur mesure, de façon empirique. Voici la combinaison qui va bien avec ce quartz:

L=22uH+15uH
C=60pF
Variation Δƒ = 4913,648kHz à 4915,984kHz = 2,3KHz.

Contrairement à ce qui est indiqué sur le schéma, le BFO a été alimenté en 6V stabilisé. Notez aussi que Michel, pour donner plus de force au signal BF, a remplacé dans l’amplificateur du microphone la résistance du pont de base de 470kΩ par une 1MΩ et le potentiomètre ajustable du collecteur de 2,7kΩ par 4,7kΩ.

Figure 11 – cablâge du vexin

7. Réalisation du circuit imprimé principal

Le VEXIN tient sur une plaque époxy cuivrée double face plus petite que le format carte postale (< 10x15cm). Le circuit est très dense. Michel l’a étudié au mm en faisant au plus court. Néanmoins il est réalisable entièrement à la main sans matériel particulier.

J’ai utilisé pour sa réalisation quelques feutres indélébiles de différentes pointes, un petit foret de 0,8mm, une petite fraise pour évaser les trous, une mini perceuse, une boîte plastique provenant d’un emballage destiné à la poubelle pour le bain de perchlorure.

J’ai dessiné le circuit à main levée en suivant au plus près le tracé de Michel figure 11 ci-contre. Je me suis aidé d’un papier calque pour vérifier qu’il ne manquait rien. Les 2 faces ont été étamées à chaud avec de la soudure.

Vexin photo 1

Ci-dessous quelques photos montrant le recto, le verso en cours de câblage et son installation sur le châssis.

Vexin photo 2

Vexin photo 3

: Figure 10 – Exemple LTSPICE FFT du modulateur

Figure 11 – Ampli BF Elex

8. Amplificateur audio

8.1. Description

Ce qui caractérise le VEXIN c’est l’absence de souffle. L’amplificateur audio ne dépareille pas : simplicité, efficacité. Construit avec des composants discrets, il alimente un casque audio. Le schéma d’origine de la revue disparue Elex figure 11 ci-contre, a été légèrement modifié pour donner le schéma figure 12 ci-dessous. Michel a ajouté un transistor en entrée commandé par la tension E+ (Emission/Réception) qui fonctionne en commutateur. Si E+=0 (Réception) alors le transistor Q2 ne conduit pas et Vc=0. Les transistors complémentaires BC550B/BC560B sont des transistors à faible bruit. Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

8.2. Réalisation

Figure 12 – Amplificateur audio – Schéma du circuit

Il tient sur un petite plaque époxy cuivrée simple face de 5x5cm environ, figure 13 ci-dessous. Il y a de la place. La photo ci-dessous le montre en cours d’installation sur le châssis près du potentiomètre de volume.

Figure 13 – Amplificateur audio – Circuit imprimé

Vexin photo 4

Figure 14 – Driver – Schéma du circuit

9. Driver

9.1. Description

Ci-contre figure 14, le schéma du circuit et le tracé par LTSPICE des tensions en différents points du circuit.

Il faut noter que les 2 transistors de sortie dissipent 1,6W chacun et nécessitent un bon radiateur. Leur courant de collecteur de repos Ic=130mA. La résistance R9 de 500Ω dissipe plus de 250mW, prévoir 0,5W. La puissance fournie sur une charge de 50Ohms est d’environ 300mW. Celle-ci peut être réduite en plaçant un atténuateur entre le premier et le second étage.

La simulation LTSPICE montre que le gain est constant jusqu’à environ 10MHz. Le gain théorique maximum sans atténuateur est de 17dB pour le premier étage et 36dB pour l’ensemble. Ces résultats confirment les valeurs que Michel m’a indiquées.

Figure 15 – Driver – Courbe de réponse

Ci-dessous les tensions et courants en continu donnés par LTSPICE :

Name:       q3          q2          q1
Model:    2n2219a     2n2219a     2n2219a
Ib:       7.55e-04    7.55e-04    2.00e-04
Ic:       1.30e-01    1.30e-01    3.78e-02
Vbe:      7.84e-01    7.84e-01    7.43e-01
Vbc:     -1.12e+01   -1.12e+01   -6.31e+00
Vce:      1.20e+01    1.20e+01    7.05e+00
BetaDC:   1.72e+02    1.72e+02    1.89e+02
Gm:       3.92e+00    3.92e+00    1.32e+00
Rpi:      3.58e+01    3.58e+01    1.37e+02
Rx:       1.00e+01    1.00e+01    1.00e+01
Ro:       6.54e+02    6.54e+02    2.12e+03
Cbe:      1.66e-09    1.66e-09    5.83e-10
Cbc:      2.85e-12    2.85e-12    3.40e-12
Cjs:      0.00e+00    0.00e+00    0.00e+00
BetaAC:   1.40e+02    1.40e+02    1.81e+02
Cbx:      0.00e+00    0.00e+00    0.00e+00
Ft:       3.75e+08    3.75e+08    3.58e+08

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

9.2. Réalisation

Figure 16 – Driver – Circuit imprimé (F6FEO)

Le Driver est monté sur une petite plaque époxy cuivrée double face de 45x75mm, figure 16 ci-dessus. Il y a de la place. Je n’ai pas trouvé de radiateur suffisant pour ces transistors. Je les ai réalisés avec un bout de tuyau de cuivre souple de 8mm provenant d’un vieux robinet. Alésé légèrement, il s’adapte parfaitement au transistor avec un peu de graisse silicone. J’y ai soudé une aile en cuivre faite avec un bout de tuyau refendu. Le système est un peu encombrant mais efficace, photo ci-dessous.

Vexin photo 5

Figure 17 – Amplificateur RF de puissance (F6FEO)

10. L’amplificateur RF de puissance

10.1. Description

Ci-contre figure 17, le schéma du circuit. Le schéma d’origine est construit autour de l’IRF510. Je l’ai remplacé par l’IRFZ24 qui donne un meilleur résultat. Il est intéressant d’examiner sa courbe caractéristique de transfert Id-Vgs figure 18 ci-dessous.

Note : le modèle SPICE de l’IRFZ24 provient le la documentation VISHAY.

L’amplificateur travaille en classe AB. Concrètement cela signifie qu’un petit courant Id de repos circule dans le transistor et que son point de repos est situé en bas de la courbe caractéristique, encadré rouge sur la courbe de transfert. Pour un fonctionnement correct le courant de drain de repos doit se situer entre 70 et 100mA. Le régulateur de tension de 5V et le potentiomètre permettent ce réglage assez pointu. En effet, comme le montre la courbe, à partir de la tension de seuil, quelques dixièmes de volt font vite monter le courant Id. Comme la dispersion des caractéristiques de ces transistors est grande, le réglage doit être fait sur mesure. Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 18 – Courbe de transfert Id-Vgs

Pour faire le réglage procéder ainsi :

avant la première mise sous tension prendre soin de faire Vg=0 en plaçant le potentiomètre au minimum,
placer temporairement un ampèremètre dans le circuit de drain,
monter tout doucement la tension Vg en tournant le potentiomètre jusqu’à atteindre le courant Id de repos.

Ci-dessous un test de simulation figure 19, avec différentes tensions d’alimentation Vdd, Vgs=3.69V et 250mW en entrée. Voici la puissance théorique obtenue :
Vdd= 13,6V, Peff= 10W,
Vdd=18V, Peff= 19W,
Vdd= 20V, Peff= 23W.

En réalité voici ce que j’obtiens :
Vdd=13,6V, Peff= 5W,
Vdd=18V, Peff=9 à 10W.
Rendement entre 62 à70%.
L’écart entre le résultat théorique et le résultat réel provient de la tension d’entrée réelle qui est plus faible.

Figure 19 – Amplificateur RF de puissance – Modèle LTSPICE

10.2. Réalisation

Le PA est monté sur une petite plaque époxy cuivrée double face de 45x75mm. Il est muni d’un radiateur imposant. Il porte le relai d’antenne commandé par la tension de commutation E+ (voir circuit de commutation). Ci-dessous photos du montage. Ici un exemple de bobinage du tore binoculaire, donné par F6FEO au paragraphe PA.

Vexin photo 6

Vexin photo 7

11. Le S mètre

Ci-dessous le schéma, figure 19. Il a été monté sur une plaquette pastillée étamée double face et fixé directement derrière le galvanomètre sur le panneau avant comme le montre la photo ci-dessous. Ne disposant de générateur de niveau S pour l’instant (en projet) le réglage a été effectué à l’oreille en fonction des niveaux de report obtenus. Vérifier en entrée que la tension de CAG= 0 à -5V selon le niveau du signal reçu.

Figure 19 – S mètre (F6FEO)

Vexin photo 8

12. Le RIT

Ci-dessous le schéma, figure 20. Utiliser une diode varicap à faible capacité résiduelle. Il a été monté sur une plaquette pastillée fixé en parallèle au condensateur variable d’accord directement derrière le potentiomètre de RIT sur le panneau avant, photo 8 ci-dessus. La variation de fréquence Δƒ≈1kHz.

Figure 20 – Schéma du RIT (F6FEO)

13. Commutation et distribution des tensions régulées basse puissance

Ci-dessous le schéma, figure 21. Description du dispositif:

entrée: alimentation régulée stabilisée 13.6V basse puissance (hors PA),
fusibles de protection,
fournit l’alimentation régulée permanente 13,6V du TRX sauf PA (contrairement à ce qui est indiqué sur le schéma),
fournit l’alimentation régulée du VXO 10V (et non 9V comme indiqué sur le schéma),
fournit l’alimentation régulée du BFO 6V (ajouté un régulateur 6V, non prévu sur le schéma),
relai de commutation Emission / Réception qui fournit E+=13,6V et R+=13,6V,
prise PTT qui commande le relai ci-dessus.

Figure 21 – Schéma du circuit de commutation (F6FEO)

Le circuit est monté sur une plaquette pastillée étamée double-face, photo 8 ci-dessus.

14. Fabrication du boîtier

Le boîtier est monté autour d’un châssis construit façon Meccano fait de cornières métalliques perforés et assemblées pour former un cadre rigide. Dessus sont vissées des chutes de tôles alu de 1,5mm et un panneau avant et arrière en alu de 2mm. Ci-dessous, photos montrant les étapes de construction.

Vexin photo 9

Vexin photo 10

Vexin photo 11

15. Réglages

Récepteur
Régler au maximum de réception en milieu de bande, la capacité ajustable du circuit d’accord formé avec L1 en entrée sur la grille 1 du BF960.

Emetteur filtre passe bande
Ne pas connecter ni le driver ni le PA.
Mettre une résistance carbone de 50Ω en sortie Tx du vexin.
Placer sur cette résistance une sonde HF reliée à un multimètre analogique.
Injecter un petit signal BF de 1kHz dans l’entrée microphone.
Régler les condensateurs ajustables du triple filtre passe bande formé avec L3, L4,L5, au maximum de signal.

Emetteur modulateur
Régler la modulation en plaçant le potentiomètre ajustable de l’amplificateur du microphone au maximum de modulation.
Descendre doucement jusqu’au point ou le signal diminue.

Emetteur driver
Connecter le driver à une charge fictive de 50Ω.
Placer sur cette résistance une sonde HF reliée à un multimètre analogique.
Vérifier que la tension de crête = 8V soit environ 320mW sur 50Ω.
Si la tension est trop forte placer un atténuateur dans le driver entre les 2 étages (voir schéma).
La puissance délivrée doit être au minimum de 250mW (tension de crête = 7V environ).

Emetteur PA
Connecter le PA à une charge fictive. Se reporter au paragraphe PA pour le réglage et les valeurs de puissance à obtenir.

A suivre…

Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer

admin — Sun, 12 Aug 2012 15:09:38 +0000

» Le premier était de ne recevoir jamais aucune chose pour vraie que je ne la connusse évidemment être telle; c’est-à-dire, d’éviter soigneusement la précipitation et la prévention, et de ne comprendre rien de plus en mes jugements que ce qui se présenteroit si clairement et si distinctement à mon esprit, que je n’eusse aucune occasion de le mettre en doute. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

Le mélangeur est le point d’entrée de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire. A ce stade de la réalisation faisons le point :
le signal de la bande 14MHz, venant de l’antenne a été filtré pour ne garder que la bande qui nous intéresse et amplifié,
l’oscillateur local, le VFO, génère un signal de 3,760 à 4,110MHz.

Ces deux signaux seront combinés pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire de 10,240MHz qui sera filtré et amplifié.

L’avantage de ce changement de fréquence est de pouvoir construire des circuits spécialisés sur cette bande quelque soit, dans certaines limites, le signal reçu. Chaque médaille a son revers, l’introduction d’étages supplémentaires augmente le bruit, le « mélange » produit des harmoniques. Tout l’objet de la conception visera à éliminer ces inconvénients.

De la conception à la réalisation
« Le second, de diviser chacune des difficultés que j’examinerois, en autant de parcelles qu’il se pourroit, et qu’il seroit requis pour les mieux résoudre.

Le troisième, de conduire par ordre mes pensées, en commençant par les objets les plus simples et les plus aisés à connoître, pour monter peu à peu comme par degrés jusques à la connoissance des plus composés, et supposant même de l’ordre entre ceux qui ne se précèdent point naturellement les uns les autres.

Et le dernier, de faire partout des dénombrements si entiers et des revues si générales, que je fusse assuré de ne rien omettre. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

J’ai choisi délibérément de réaliser ce transceiver en n’utilisant que diodes et transistors. Les éléments les plus complexes sont réalisés à partir d’éléments simples dont il faut assimiler le fonctionnement. Je me suis orienté naturellement vers la réalisation du mélangeur à diode décrit sur le schéma suivant.

Schéma 1: Diode Ring Mixer

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Assurément un mélangeur n’est pas une boîte dans laquelle on fait passer 2 signaux, de laquelle il sort un « mélange » après avoir agité le tout ! Avec l’apparition des simulateurs il est possible de se représenter le fonctionnement de ce système composé de 4 diodes et de 2 transformateurs. Pourquoi s’en priver.

L’opération consiste en réalité en un produit de 2 signaux qui donne en sortie la somme et la différence des 2 signaux et une infinité d’harmoniques impaires. Notre mélangeur est plus précisément un multiplieur, servant dans ce cas à la transposition de fréquence.

Le mélangeur équilibré à diode est un dispositif non-linéaire passif utilisé pour effectuer la translation de fréquence du spectre du signal RF. La translation est obtenue à partir d’une multiplication analogique entre le signal RF et l’oscillateur local LO.

Le mélangeur double équilibré à 4 diodes
Il est formé d’un anneau de 4 diodes schottky connectés à 2 transformateurs large bande identiques.

Chaque transformateur utilise 3 bobines identiques. Les 2 bobines du secondaire sont connectées en série. Il comprend:
une entrée pour le signal de l’oscillateur LO, typiquement de plusieurs volts,
une entrée pour le signal radio RF, typiquement de 50 à 100mV,
une sortie pour la fréquence intermédiaire FI.

Fonctionnement
Le signal provenant de l’oscillateur commute une paire de diodes à la demie sinusoïde positive et l’autre paire de diodes à la demie sinusoïde négative. Le signal RF traverse et arrive à la sortie pendant le temps de conduction de chacune de ces paires de diodes. Ce signal change de polarité au rythme de la fréquence de l’oscillateur.

Un peu de math pour comprendre
On retrouve les identités trigonométriques en utilisant les géniales formules d’Euler:

Soit à trouver le résultat du produit cos(a).cos(b)

Nota: les formules sont éditées avec le plugin wpmathpub de Ron Fredericks

La tension de l’oscillateur V_LO rend alternativement les diodes passantes et non passantes ce qui à pour effet de multiplier V_RF par le signal rectangulaire V_LO.

Calculons le produit:
V_IF(t) = (V_RF (t)).(V_LO (t))
Soit V_RF (t )= A_RF.cos(ω_RFt)
Le signal rectangulaire s’écrit :
V_LO (t) = (4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + …]

D’où le produit :
V_IF(t)= [A_RF.cos(ω_RFt)].[(4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + … ]

Transformation en somme:
V_IF(t) = (2/π).A_RF[(cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + (1/3).(cos((3ω_LO + ω_RF)t) + cos((3ω_LO - ω_RF)t)) + (1/5).(cos((5ω_LO + ω_RF )t) + cos((5ω_LO - ω_RF)t)) + …]
V_IF(t) = (2/π).A_RF[cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + produits d'intermodulation]

Plus simplement, le mélangeur à diode produit les fréquences:

F_FI = nF_LO ± F_RF avec n = entier impair = 1, 3, 5, …

Simulation
Ce montage est aussi l’occasion de continuer à approfondir ma connaissance du simulateur LTspice. Il existe de nombreux tutoriels. L’un de ceux que je préfère est celui de DG8GB, Gunthard Kraus, professeur à Elektronikschule de Tettnang (Allemagne). Je dévore ses articles, remarquables de clarté et de précision.

Voici le programme de simulation:
créer un modèle de transformateur,
vérifier la bande passante de ce transformateur,
analyser le fonctionnement du mélangeur.

Le transformateur xfmr_30u_30u30u
Le modèle comprend 2 parties:
le symbole,
le circuit.

Créer un symbole et y associer un circuit est assez simple avec LTspice. Il faut passer par 2 étapes :
créer la netlist du circuit,
créer le symbole et y associer la netlist du circuit.

Créer la netlist
LTspice le fait en grande partie pour vous. Avec l’éditeur de schéma, dessiner le circuit figure 1. Important! Affecter des étiquettes aux entrées et sorties du circuit. Ici notre circuit est simple, il s’agit d’un transformateur parfait. Il est possible d’ ajouter, condensateurs et résistances pour représenter les capacités et les résistances parasites.

Figure 1: schéma du transformateur

En cliquant dans le menu sur View et sur Spice Netlist, LTspice affiche la netlist figure 2.

Figure 2: netlist du transformateur

Pour la transformer en subcircuit la copier et la coller dans votre éditeur de texte (notepad ou autre), y ajouter la ligne SUBCKT nomducircuit noeud1 noeud2, noeudn.. dans l’ordre des pins du symbole, enlever la ligne .backanno, remplacer la ligne .end par .ENDS. Il est aussi intéressant le placer en tête quelques commentaires. Voici le résultat:

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20Mixer\ltc\xfmr_30u_30u30u.asc
* xfmr_30u_30u30u Transformer primary 1 secondary 2 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 17/07/2012 AT 13:37
* CONNECTIONS:          Primary 1
*                       | Primary 2
*                       | | 1 Secondary 3
*                       | | | 1 Secondary 4
*                       | | | | 2 Secondary 5
*                       | | | | | 2 Secondary 6
.SUBCKT xfmr_30u_30u30u 1 2 3 4 5 6
L1 2 1 30uH
L2 4 3 30uH
L3 6 5 30uH
k L1 L2 L3 1
.ends

Ceci fait, enregistrer votre fichier en l’appelant xfmr_30u_30u30u.lib dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .

Créer le symbole
Avec l’éditeur de symbole figure 3, dessinez comme vous voulez. Le plus important étant la définition des pins qui doivent être dans le même ordre que les noeuds de la ligne SUBCKT. Imaginez cela comme un connecteur où le symbole s’enficherait sur sa netlist.

Figure 3: symbol du transformateur

Le second point important est de définir des attributs figure 4. Pour ce faire choisir dans le menu Edit Attributes.

Figure 4: définition des attributs

Enfin avec Edit Attribute Window choisir les attributs qui seront affichés avec le symbole. J’ai choisi Value et Spicemodel

Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_30u_30u30u.asy dans ce répertoire.

Du choix du transformateur
Il est intéressant d’examiner la courbe de réponse du transformateur. Il est fait de 8 à 10 tours de fil #28AWG bobinés sur un tore FT37-43.

La fiche technique du tore (source kits and parts) indique:
Wideband Transformers 5 – 400 MHz
Power Transformers 0.5 – 30 MHz
RFI Suppression 5 – 500 MHz
AL = 350 +/- 20 % Actual measured AL using 10 turns #28 wire ( #28AWG = D = 0,321mm).

Bobiner 10 tours, donne L = AL*Tours²/1000 = 28 à 42uH.
Bobiner 8 tours, donne L = 18 à 27uH.

A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 5. Sachant que le transformateur travaille alternativement avec seulement un secondaire en action pendant que l’autre est au repos, la simulation est faite sur un secondaire chargé avec 50Ω, tandis que l’autre n’est pas laissé en l’air pour éviter une erreur dans Error log, est chargé avec une résistance de 10MΩ.

Figure 5: Circuit de simulation de la bande passante du transformateur

La figure 6 montre le résultat obtenu. La bande passante s’étend de 130KHz à plus de 100MHz. Le même essai avec un transformateur de 20uH montre que la bande passante s’étend de 200KHz à plus de 100MHz.

Figure 6: bande passante du transformateur

Du choix des diodes
Le réseau de diodes est fait de diodes schottky ou de diodes courantes type 1N4148. Il me parait intéressant de comparer le fonctionnement du circuit dans chacun de ces 2 cas. A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 7 avec la diode schottky 1N5711 puis avec la diode 1N4148.

Un signal sinusoïdal V_RF = 100mV peak, de fréquence F=14MHz est appliqué à l’entrée RF. Un signal sinusoïdal V_LO = 2V peak, de fréquence F=3,76MHz est appliqué à l’entrée LO. Nous obtiendrons en sortie IF = 14,0 – 3,76 = 10,240 MHz. Les entrées et la sortie sont normalisées à 50Ω.

Figure 7: circuit de simulation du DBM

La simulation nous permettra d’examiner la forme des signaux en fonction du temps. L’analyse FFT (Fast Fourier Transform) nous donnera le spectre des fréquences.

La durée de simulation = 20us nous donne dans l’analyse FFT une résolution F=1/20us = 50KHz. Avec un intervalle de temps de 0,1ns nous obtenons un minimum de 20us/0,1ns = 200 000 exemples, il est ainsi possible de choisir la valeur de 131 072 pour l’analyse FFT. La compression de données est OFF. La méthode d’intégration est GEAR.

Note importante au sujet des paramètres de simulation
Les paramètres de simulation doivent être réglés avec soin pour éviter distorsions et erreurs de calcul (cf note de DG8GB).

La durée de simulation est liée au degré de résolution de la fréquence par la relation:
F = 1/(durée de simulation).

Le paramètre Maximum Timestep est l’espace de temps entre 2 points du diagramme et détermine la fréquence minimum des exemples:
fsample = 1 / Maximum Timestep.

Cette fréquence doit toujours être plus grande à 2 fois la composante spectrale maximum (loi de Shannon). Le non respect de cette loi entraîne des distorsions de repliement de spectre ou Aliasing distortions (distorsions d’image).

Une seconde loi doit être respectée pour éviter des erreurs de calcul.
Il faut Nombre d’exemples simulés = MaximumTimestep/Durée de simulation toujours plus grand que le nombre d’exemples utilisés par l’analyse FFT. La valeur par défaut proposée (Number of data point samples in time) = 65 536. Pour obtenir une plus grande précision il est préférable d’utiliser 131 072. Ainsi pour produire 200 000 exemples sur une durée de temps de 20us il faut:
Maximum Timestep = Durée de simulation/200 000 = 20us/200 000 = 0,1ns.

Il faut aussi couper la compression de données pour éviter de réduire le nombre d’exemples produits.

Enfin en simulation de circuits RF, toujours utiliser l’intégration GEAR. Pour cela dans le menu Simulate Control Panel – onglet SPICE – option Default Integration method cocher GEAR.

La figure 8 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période. Dans la partie positive du signal LO, la phase du signal RF ne change pas. Dans la partie négative du signal LO, la phase du signal RF est changée de 180 degrés.

Figure 8: signal IF

La figure 9 montre le résultat de l’analyse FFT sous une présentation linéaire pour calculer les pertes de conversion. Comme indiqué dans les paramètres FFT, les tensions sont données en valeur RMS.

Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 17,9mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 17,9mV.

Figure 9: analyse FFT

A partir de ce graphe nous pouvons calculer les pertes de conversion.
La tension V_RF = 100mV peak donne V_RF RMS = 70.7mV.
Le signal incident est égal à la moitié de cette valeur = 35.35mV.
Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/17,9) = 5,9 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

La figure 10 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période avec une diode 1N4148. On observe un bruit plus important à l’inversion de polarité.

La figure 11 montre le résultat de l’analyse FFT avec une diode 1N4148.
Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 18,6mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 22,6mV.

: Figure 9: analyse FFT

Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/18,6) = 5,6 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,1 x 2 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai changé de méthode cette fois. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,32mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

Photo 1: circuit imprimé du Mélangeur

Test
Dispositif
Générateur HF fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Nota: je prévois de conserver cet atténuateur et de le rendre commutable au moyen d’un commutateur DPDT. C’est un moyen simple pour diminuer la puissance d’entrée et améliorer les performances d’intermodulation du mélangeur.
Résistance de charge connectée en sortie du mélangeur = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.
Résultat
La photo 2 ci-dessous montre le signal obtenu en sortie ≈ 125mVrms, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.

Photo 2: signal de sortie du Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
A discussion on mixer – VK5BR Lloyd Butler
Mixers Part1 & Part2 Theory and Technology – Bert C. Henderson
Mixers – Liam Devlin

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