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Transceiver CW 20 m – Module RF Version 2

admin — Mon, 02 Feb 2015 11:38:43 +0000

J’ai commencé la réalisation du châssis et du boîtier. J’ai choisi de monter chaque module sur plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm. Disponibles sur Ebay, ces plaquettes sont de bonne qualité, d’un prix abordable achetées par paquet. Elles sont fixées sur le châssis. Je reviendrai plus tard sur sa fabrication. Avec la première version j’ai repris lentement possession d’un domaine que j’avais laissé depuis longtemps (Photo ci-contre L’ Emission et la Réception d’Amateur de Roger A. RAFFIN F3AV 6ème édition 1966).

Fiat lux… A l’écoute des QSO, à l’observation des performances du récepteur, à la lumière de l’expérience acquise je révise chaque module.

1. Description fonctionnelle

Il comprend les éléments suivants:

le commutateur Rx/Tx,
le limiteur à diode,
l’atténuateur,
le filtre passe bande,
l’amplificateur RF.

Le schéma fonctionnel est représenté figure 1. Chaque élément est décrit dans les paragraphes suivants.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

2. Commutateur Rx/Tx

Figure 2 – Commutation + limiteur + Attenuateur

La figure 2 ci-dessus montre les 3 premiers éléments du module soumis à LTSPICE. Pour simplifier le schéma, le commutateur a été réduit à la commutation de l’antenne. Le transistor de commande 2N3906 et la clef sont simplement figurés par la source de tension continue V3, ligne appelée TxLine figure 2.

Le dispositif de commutation est entièrement électronique. Il n’a pas changé. Une LED témoin et sa résistance série de 1 KΩ ont été ajoutées sur la ligne Tx_Vcc. Il est construit autour d’un transistor bipolaire PNP 2N3906 et de 3 transistors MOSFET canal N à enrichissement 2N7000. On se reportera utilement à l’article commutation Rx/Tx pour l’examen du schéma et du chronogramme de commutation produit par LTSPICE.

L’antenne est connectée en permanence au récepteur et à l’émetteur. Au repos, le dispositif est en position de réception. A l’entrée, la ligne de commande KEY est connectée à la clef. Cette ligne actionne le transistor 2N3906 monté en commutation. Clef levée, le transistor est coupé, c’est la position de réception, la tension Tx_Vcc = 0 (émetteur coupé), RIT actif, No_MUTE actif . Clef baissée, le transistor conduit, c’est la position d’émission, l’antenne est coupée du récepteur, Tx_Vcc = 12V (émetteur actif), RIT inactif, MUTE actif.

La commutation de l’antenne au récepteur est effectuée par 2 transistors 2N7000 fonctionnant de manière inverse, M1 et M3 figure 2. L’un, M1, est en série sur la ligne d’antenne, l’autre, M3, shunte la ligne d’antenne à la masse. Quand l’un conduit, l’autre est coupé. Ainsi, en réception, le transistor en série laisse passer le signal venant de l’antenne, alors que l’autre transistor est coupé et ne shunte pas le signal. Inversement, en émission, le transistor en série est coupé. Pour palier à toute fuite de signal provenant de l’émetteur, l’autre transistor shunte le résidu de signal vers la masse. C’est un 3ème transistor 2N7000 qui commande l’inversion, M2 figure 2.
En sortie, 3 lignes de commande:

Tx_Vcc,
RIT (Tx_Line),
No_MUTE (Drain de M2).

La ligne Tx_Vcc = 0 ou 12V, commande la mise sous tension des étages de l’émetteur, sauf les étages de puissance qui restent constamment sous tension.
La ligne RIT, commande le transistor 2N7000 qui commute l’action du RIT sur le VFO.
La ligne No_MUTE, commande le transistor 2N7000 qui commute l’amplificateur audio sur le moniteur CW.

Une cellule RC introduit, un retard lors du passage d’émission en réception (voir le chronogramme, ligne Tx_Line).

3. Limiteur à diodes

Deux diodes 1N4148 montées tête-bêche, shuntent l’entrée, assurent la protection du transistor suivant contre la HF provenant de l’émetteur. Ce procédé est fort bien expliqué ici.

4. Atténuateur

A l’usage, une commande de gain manuelle est fort utile pour atténuer certaines stations trop puissantes. Le dispositif d’atténuation est construit autour d’un commutateur rotatif 2 circuits 6 positions (parce que j’en avais un comme celui-là) et de 5 atténuateurs en PI. Un atténuateur est formé de 3 résistances, une résistance en série, 2 résistances en shunt. Son entrée et sa sortie sont normalisées à 50 Ω. J’ai utilisé chaque position du commutateur:

position 0: 0 dB (pas d’atténuation),
position 1: -6dB,
position 2: -10dB,
position 3: -12dB,
position 4: -18dB,
position 5: -20dB,

Pour calculer les résistances de chaque atténuateur, vous avez le choix. Qui aime le calcul, voici la formule simple qui part de l’atténuation souhaitée.
Soit un atténuateur
ou

Rs résistance d’entrée et de sortie normalisée = 50Ω
Rp résistance shunt = 50(1 + 0,5)/(1 – 0,5 ) = 150Ω
Ri résistance série = 50(1 – 0,5 x 0,5 )/2 x 0,5 = 37,5Ω
Il ne reste plus qu’à utiliser la valeur normalisée la plus proche.
Qui est curieux, voici mon article qui utilise le calculateur LTSPICE.
Qui préfère utiliser un des nombreux calculateurs, en voici un.

Un mot sur la méthode utilisée pour simuler avec LTSPICE l’action du commutateur rotatif de l’atténuateur. La diective table de LTSPICE permet de définir une liste de valeurs munie d’un index.

Variables :

Nat : compteur de position du commutateur d’atténuation
Rat1 : valeur des résistances shunt de l’atténuateur
Rat2 : valeur de la résistance série de l’atténuateur

Directives :

.step param Nat 0 5 1 : indique la plage de variation et le pas de progression du compteur Nat
.param Rat1=table(Nat, 0, 86k, 1, 150, 2, 100, 3, 82, 4, 68, 5, 56) : Valeurs successives de Rat1
.param Rat2=table(Nat, 0, 57m, 1, 39, 2, 68, 3, 100, 4, 180, 5, 270) : Valeurs successives de Rat2 avec table(Nom_index, index i, valeur(i), index i+1, valeur(i+1), …)

Algorithme

LTSPICE développe la boucle de programme qui pourrait ressembler à cela :

Nat=0 : initialiser l’ index
Début :
Résistance R6 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R7 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R8 = Rat2(Nat) = 57m
Calculs
Tracé des graphes, …
Nat = Nat+1 : incrémenter l’index du pas de progression
Si Nat <= 5 aller à Début : fin de boucle?
Fin

Remarque, la valeur 0dB qui représente l’absence d’atténuation est portée par les valeurs 86k et 57m qui donnent -1mdB, une valeur infime . En effet, LTSPICE oblige à faire R>0 (résistance non nulle) sous peine d’erreur.

La figure 3 ci-dessous montre le graphe de la résistance d’entrée et celui de l’atténuation en mode réception. La résistance d’entrée se situe autour de 50Ω @ 14MHz. L’atténuation s’étend de -1.8dB à -23dB. La figure 4 représente les mêmes graphes en mode émission. L’atténuation s’étend de -38dB à -60dB.

Le graphe du haut montre l’impédance représentée comme la somme d’une partie réelle et une partie imaginaire : Z = R +jX.
Le graphe du centre montre le module

Ainsi en réception, atténuateur = 0dB @14MHz, Z = 39 – j34 et |Z| = 51Ω.
-j34 représente la réactance capacitive d’un condensateur de 334pF @14MHz.

Figure 3 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en réception

Figure 4 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en émission

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

5. Filtre passe bande

J’ai utilisé Ansoft Designer SV version 2.2.0. C’est une version limitée pour l’éducation et libre, de ce fameux logiciel. Il offre de nombreuses possibilités pour l’amateur. Si vous voulez un tutoriel en voici un excellent, celui de Gunthard Kraus. Un vrai régal!

Figure 5 – Ansoft designer SV – choix du filtre

Dans le menu Project, choisir Insert Filter Design. Choisir le type de filtre. J’ai choisi Bandpass, Coupled resonator, Chebyshev, Ideal, Capacitiveliy coupled , figure 5 ci-dessus. Dans la fenêtre suivante figure 6, entrer les paramètres du filtre, l’ordre, la fréquence centrale, la largeur de bande (le logiciel calcule lui-même les fréquences fp1 et fp2), les résistances d’entrée et de sortie, une valeur de L réaliste et compatible avec le tore que vous souhaitez utiliser.

Figure 6 – Ansoft designer – Paramètres du filtre

En passant à la fenêtre suivante vous obtenez le filtre. Si les valeurs vous conviennent, cliquez sur Terminer, sinon cliquez sur Back et modifiez.

Figure 7 – Ansoft designer – Filtre terminé

En pratique, les inductances L=484nH seront obtenues en bobinant 11 tours de fil de 1mm (parce que j’en ai récupéré dans une vieille alimentation HS de PC) sur tore poudre de fer T50-6 (Al = 4nH/n²). Le calcul est simple n = √(484/4) = 11. Mini Tore calculateur de Wilfried Burmeister DL5SWB ou encore Dieter Gentzow W8DIZ le font pour vous. Les condensateurs de 190pF sont obtenus en mettant en parallèle un
condensateur de 150pF et un ajustable de 60pF qui permettra de régler le filtre.

Le filtre soumis à LTSPICE fait aussi bonne figure ci-dessous.

Figure 8 – Filtre soumis à LTSPICE

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Figure 9 – Amplificateur RF

6. Amplificateur RF

Cahier des charges

Amplificateur émetteur commun à transistor VHF UHF NPN MPSH10 : Gain β maxi = 60 à Ic= 4.0 mA, Vce= 10V.
Fréquence : bande des 14MHz.
Gain le l’étage limité à 15 dB maximum.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor, figure 9, est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re1+Re, en partie découplée. Re1 non découplée diminue le gain. Sa polarisation en tension est obtenue par la résistance de base Rb prise après la résistance de collecteur Rc régulant ainsi le courant. La résistance de collecteur Rc=51Ω fixe essentiellement la résistance de sortie.

Dans ces conditions on pose et on calcule :
Tension d’alimentation Vcc = 12V
Courant de collecteur de repos Ic = 7mA
Tension de collecteur Vc = 12V – (7mA * 51Ω) = 11.6V
Tension Vce = 9.6V ce qui donne tension d’émetteur Ve = 2V
Résistance d’émetteur Re1+Re = 2V/0.007mA = 285Ω, j’opte pour les valeurs normalisée Re1=4.7Ω et Re=270Ω
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 2V + 0,7V = 2,7V
Tension Vcb = 9V et Ib=Ic/39 = 0.179mA et Rb=9/0.179 = 50KΩ, j’opte pour la valeur normalisée Rb=47KΩ
La valeur 39 = BetaDC obtenue avec le paramètre du gain BF=60 et le courant Ib est fournie dans le fichier log par LTSPICE. La figure 10 montre comment on peut obtenir avec LTSPICE la courbe de variation du gain β en fonction de Ib et Vce.

Note: la directive ako de LTSPICE permet de redéfinir le modèle du transistor et de changer ses paramètres (voir schéma).

Figure 10 – Graphe du gain B en fonction de Ib et Vce

Analyse en régime continu

La figure 11 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Figure 11 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance de sortie

La figure 12 montre que la résistance de sortie reste autour de 50Ω dans la bande qui nous intéresse.

Figure 12 – LTSPICE graphe de la résistance de sortie

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance d’entrée

La figure 13 montre la résistance d’entrée en fonction de la fréquence, selon 2 valeurs du paramètre BF. On note une petite variation: Re=280Ω @14MHz si BF=60. Re=310Ω @14MHz si BF=100.

Figure 13 – LTSPICE graphe de la résistance d’entrée en fonction de fréquence

Analyse en régime variable – Graphe des paramètres S en fonction de la fréquence

Le filtre passe bande est associé à l’amplificateur. Le graphe du bas, figure 14, montre que le gain S21 se situe autour de 15db@14MHz. L »analyse est faite avec BF=60 et BF=100. On ne constate pratiquement pas de différence. Le graphe du haut montre les facteurs de stabilité (Rollett stability factor). Pour obtenir kfactor et B1 il faut mettre dans le fichier plot.defs, les 2 fonctions ci-dessous. Pour ce faire, dans la fenêtre active de LTSPICE, placer vous sur le graphe obtenu (fichier raw), dans le menu Plot Settings, choisir Edit Plot Defs File, copier, coller les formules, fermer la fenêtre, quitter LTSPICE pour que les nouvelles fonctions soient prises en compte.

.func kfactor (S11,S21,S12,S22) {(1-abs(S11(v2))*abs(S11(v2))-abs(S22(v2))*(S22(v2))+abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2))*abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2)))/(2*abs(S12(v2))*abs(S21(v2)))}

.func B1 (S11,S22) { 1 – abs(S11(v2))**2 – abs(S22(v2))**2 – {sdelta (S11,S21,S12,S22)}**2 }

Figure 13 – LTSPICE graphe des paramètres S

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Analyse en régime variable – Graphe des tensions et courants en fonction du temps

Le circuit complet du module RF, figure 14, est présenté en mode réception. Le générateur en entrée produit une tension crête de 10mV @50Ω, figurant ainsi un signal de 1uW @14MHz soit -30dBm sur l’antenne. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10*log(P) avec P en milliwatt. Où P = 0.010V*0.010V*1000/(2*50Ω), il vient 10*log(0.001)=-30dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB (silent key). En sortie nous obtenons un signal de 25mV crête @50Ω soit 6.3uW.

Figure 14 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en réception

La figure 15, montre le circuit en mode émission. Comme le montre le graphe, le circuit n’est pas étanche à la HF. Pour ce faire je simule l’application d’un signal de 5.8W@14MHz soit une tension crête de 24V @50Ω.

Figure 15 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en émission

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7. Réalisation

Il est temps de passer à la pratique. Comme le montre la figure 16, ci-dessous, le circuit tient sur une plaque PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm fixée sur le châssis. Les condensateurs du filtre passe-bande sont du type céramique NP0. Il y avait de la place, aussi ai-je préféré les composants traversants aux SMD.

Figure 16 – Vue du module RF

Les résistances de l’atténuateur sont soudées directement sur le commutateur rotatif fixé sur le panneau avant, voir figure 17. La réalisation du châssis fera l’objet d’un article.

Figure 17 – Vue de la face avant

8. Test

« La théorie, c’est quand on sait tout et que rien ne fonctionne. La pratique, c’est quand tout fonctionne et que personne ne sait pourquoi. » Albert EINSTEIN (1879-1955).

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Générateur HF maison 14 MHz.

Dispositif de test

Le générateur injecte sur l’entrée antenne du transceiver un signal Vp=50mV, mesuré à l’oscilloscope, dans la bande des 14MHz .
La sonde mesure le signal de sortie de l’amplificateur RF.

Mesure du signal

Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 0.5us/cm, X-MAGN x5. La figure 18 montre le signal qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 3,0cm*10*10mV/cm = 300mV, T = (0,7cm/5)*0,5us/cm = 0,07us, F = 1/T = 14,286MHz.
L’amplification en tension Av=300mV/50mV = 6 soit Adb = 20log6= 15,6db @50Ω.

Figure 18 – Mesure du signal de sortie de l’amplificateur RF

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
Ansoft DESIGNER SV 2.0 Tutorial for Beginners using Special Projects by Gunthard Kraus DG8GB
ANSYS

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – Filtre à quartz – Crystal ladder filter

admin — Sun, 30 Sep 2012 11:05:01 +0000

A la minute où je commence à rédiger cet article, je viens d’achever la réalisation de mon premier filtre à quartz. Un circuit simple, somme toute, composé de 4 quartz et de 5 condensateurs. Tout le travail réside dans la préparation et le choix d’une méthode que tout un chacun peut mener à bien.
Voici la méthode que j’ai suivie :

Mesurer les paramètres des quartz, choisir une méthode de mesure,
Trier les quartz et les sélectionner,
Concevoir le filtre, choisir un outil de calcul,
Simuler le comportement du filtre,
Fabriquer le filtre,
Tester le filtre.

Construire son filtre est non seulement un excellent sujet d’analyse et de recherche mais cela nous permet de choisir nos propres options :

parfaite adaptation du filtre à notre cas, ici par exemple, pour une utilisation en CW avec une bande étroite de 500Hz,
choix du nombre de pôles et de l’impédance,
filtre avec une bande passante réglable.

Paramètres du quartz
Le circuit équivalent du quartz est représenté ci-dessous, figure 1.

Figure 1: Circuit équivalent au quartz

Les paramètres sont les suivants :

Fs : fréquence de résonance série, c’est le point où les réactances inductive et capacitive s’annulent,
Rs : résistance équivalente série du quartz à la résonance Fs, représente la perte d’énergie dans le quartz,
Lm : inductance dynamique du quartz en vibration ou masse vibrante,
Cm : capacité dynamique du quartz en vibration ou élasticité,
Co : capacité statique du quartz due au support, au boîtier, aux électrodes et fils de connexion,
Q : perte totale d’énergie dans le quartz placé dans un circuit.

Mesure des paramètres du quartz – Choix d’une méthode de mesure
Le web fournit une documentation abondante et excellente sur le sujet. Je vous invite préalablement à la lire. J’en retiens l’excellente étude comparative et synthèse de Nick Kennedy, WA5BDU « Crystal characterization and crystal filter design An overview of tools and techniques Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008 » et la méthode de David Gordon-Smith, G3UUR, popularisée par Wes Hayward, W7ZOI, décrite dans le document du Dr Andrew Smith, G4OEP « Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal » et le document de Jack R. Smith K8ZOA « Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006 » . C’est cette dernière méthode que j’ai appliquée pour la réalisation de mon filtre et le document de Jack R. Smith K8ZOA. Le principe de la méthode reste simple. Le quartz est inséré dans un oscillateur Colpitts en série avec un condensateur de 30pF. On relève la fréquence de sortie. Puis on shunte le condensateur et on relève la nouvelle fréquence. L’application des formules simplificatrices permet de trouver les valeurs de Cm et Lm avec une bonne précision.

Les formules à appliquer :

(1)
(2)
(3)

Cs = condensateur placé en série avec le quartz
F = fréquence avec Cs
Fs = fréquence sans Cs (Cs shunté)
Δf = F – Fs

Circuit de mesure
J’ai construit l’oscillateur décrit à la page 15 du document de WA5BDU et à la page 4 du document de K8ZOA, extrait et photos 1 et 2 ci-dessous. Pour la mesure, le quartz est fixé solidement sur les 2 bornes à visser rouge et noire. Pour la mesure nécessitant le shunt du condensateur de 30pF en série avec le quartz, un gros fil est ajouté et fixé solidement sur les 2 bornes à visser noires (évitez l’interrupteur). Le circuit est alimenté par une alimentation de 13,8V. La sortie est connectée au fréquencemètre. Le circuit imprimé est soudé sur une carte mère en époxy portant les connecteurs, elle-même vissée sur 2 cornières en aluminium coupées à dimension, donnant à l’ensemble une grande rigidité.

Méthode G3UUR: oscillateur – Extrait

Photo 1: Oscillateur G3UUR vu de dessus

Photo 2: Oscillateur G3UUR vu de dessous

Quartz
J’ai acheté sur Ebay un lot de 50 quartz HC-49/U-S de 10,240MHz. Il est conseillé que les quartz soient du même fabricant et du même lot mais cela est impossible à vérifier. J’ai numéroté au feutre chaque quartz de 1 à 50.
Nota: il semble que le facteur Q des quartz HC-49/U soit plus élevé que celui des quartz HC-49/U-S. Il est donc conseillé d’utiliser le modèle HC-49/U. Néanmoins, n’ayant que le modèle HC-49/U-S sous la main je vais l’utiliser pour construire mon filtre.

Mesure – Feuille de calcul
Chaque quartz est passé sur l’oscillateur. Les 2 fréquences relevées sont notées sur une feuille de calcul créée à l’aide du tableur OpenOffice. Je ne peux mesurer la valeur exacte de la capacité statique Co, mon capacimètre ne peut mesurer les valeurs < 10pF. Mais il me montre, néanmoins, que Co < 10pF. La datasheet de ce genre de quartz donne en général pour Co une valeur maximale de 7pF. J’ai pris une valeur moyenne de 3,5pF.
Description des colonnes :

Colonne A : Num = numéro du quartz,
Colonne B : F0 = fréquence avec shunt du condensateur série,
Colonne C : F30 = fréquence avec condensateur série,
Colonne D : DeltaF = écart de fréquence F30 – F0,
Colonne E : C0 = capacité statique,
Colonne F : Cm = 2*(C0+Cs)*DeltaF/F0,
Colonne G : Lm = 1/(((2*PI()*F0)^2)*Cm),
Colonne H : Fnominal = fréquence nominale du quartz = 10,240000MHz,
Colonne I : Cs = capacité montée en série avec le quartz pour la mesure F30 = 30pF.

Tri du tableau – Sélection des quartz
J’ai ensuite trié le tableau dans l’ordre croissant de F0 et F30 pour examiner les groupes de quartz de fréquences identiques ou proches. La règle est que la fréquence des quartz doit se trouver dans un intervalle de 10% de la bande passante. Soit 50Hz pour une bande passante de 500Hz. Pour fabriquer mon filtre à 4 quartz, j’ai extrait les quartz numéro 8, 6, 36, 33. Voir figure 2 ci-dessous, l’extrait du tableau.

Figure 2: Extrait du tableau de mesure trié

Télécharger le tableau de calcul.

Conception du filtre – Choix d’un outil de calcul
La conception des filtres est devenue aisée avec les outils de calcul développés pour nos ordinateurs personnels. Plusieurs outils gratuits sont disponibles, à ma connaissance : AADE Filter Design, Ladpac + GPLA, DISHAL de DJ6EV. Il existe aussi des calculateurs sur le web comme Crystal ladder filters de Giangrandi. Après essais, j’ai retenu DISHAL.

DISHAL fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.
Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée,
bande passante 500Hz,
Lm = 36,1mH (1),
Cm = 6,70fF (1),
Fsérie = 10238,016KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 3 ci-dessous. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 74,1Ω,
la fréquence centrale du filtre = 10238,320KHz,
les capacités Cs1=236,6pF, Ck23=236,6pF, Ck12=195,1pF du filtre figure 4, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=10247,802KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 36 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Figure 3: DISHAL fenêtre principale

Figure 4: DISHAL filtre à quartz

Filtre Cohn
Ce type de filtre a pour principal avantage d’utiliser des condensateurs de valeurs identiques pour le couplage et la résonance. En cliquant dans le menu sur Cohn on affiche une fenêtre qui permet de calculer la valeur unique du condensateur Ck. Avec mes paramètres Ck = 216,5pF. Se reporter au document d’aide qui est très bien fait.

Simulation LTspice
Comme d’habitude, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer.
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 6 paramètres :

Cs = capacité en série du filtre,
Ck12 Ck23 = capacité en parallèle du filtre,
Cm = capacité dynamique du quartz en oscillation,
Lm = inductance dynamique du quartz en oscillation,
Co = capacité statique du quartz.

Il suffit de modifier ces valeurs pour obtenir un autre filtre.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20XTALFilter\ltc\XTALF4_10M24CH.asc
* TRANSCEIVER CW 20m F8EOZ - XTAL Ladder Filter 10,240MHz - V 02/10/2012 15:00
* XTALF4_10M24CH XTAL Ladder Filter SUBCIRCUIT
* CREATED ON 14/08/2012 AT 18:00
* CONNECTIONS:         In
*                      | Out
*                      | |
.SUBCKT XTALF4_10M24CH 1 2  PARAMS: Cs=236.6p Ck12=195.1p Ck23=236.6p Cm=6.70f Lm=36.1m Co=3.5pf
*--------------------------
* Filter parameters:
* 4 pôles crystal ladder filter Chebyshev
* Cs-X1------X2------X3------X4-Cs
*        |       |       |
*      Ck12    Ck23    Ck12
* Cs = in and out serial capacitance
* Ck12 Ck23 = parallel capacitance
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
C1 N001 P001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Cs1 P001 1 {Cs}
Ck1 N001 0 {Ck12}
Ck2 N002 0 {Ck23}
Cs2 2 P002 {Cs}
C2 N002 N001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C3 N003 N002 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C4 P002 N003 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Ck3 N003 0 {Ck12}
.ends

Noter que LTspice utilise le composant condensateur pour représenter le quartz. Les paramètres du quartz Lser, Cpar, Rser, sont traités comme des propriétés du condensateur.
Ce fichier XTALF4_10M24CH.lib est enregistré dans le répertoire …/LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 5, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. La courbe de réponse est obtenue avec le paramètre S21. Il faut noter que la résistance en série qui existe dans le modèle équivalent du quartz, n’est pas utilisée ici. Elle introduira une atténuation.

Figure 5: Courbe de réponse du filtre à quartz

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,4 x 2,1 cm, photo 3 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage qui est un peu particulier : 3 lignes de 7mm. La première ligne, ligne de masse pour le boîtier des quartz, n’est pas fractionnée. La 2ème ligne est fractionnée en 5 parties : 10mm, 3x8mm, 10mm. La 3ème ligne est fractionnée en 3 parties : 10mm, 24mm, 10mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Composants
J’ai utilisé pour ce circuit des composants CMS ou SMD 0805 NP0 +- 10% 180pF et 220pF achetés sur Ebay que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le boîtier des quartz est soudé à la masse.
J’ai choisi de ne pas placer pour l’instant de trimmer en parallèle sur chaque condensateur. Je verrai après le test s’il faut corriger.

Photo 3: Circuit imprimé du filtre à quartz

Test
Dispositif
Le circuit est relié directement à la sortie de l’amplificateur post-mélangeur.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie du filtre = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14,095MHz (fréquence dans la bande 20m).
Commutateur du VFO placé sur la bande 2.

Résultat
Le tracé de l’oscilloscope reste plat… Suspense… En tournant très lentement le potentiomètre du VFO, simple potentiomètre sans vernier démultiplicateur, une superbe sinusoïde bien dessinée apparaît enfin. La recherche de l’accord est très pointu.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 4 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 160mV rms et F ≈ 10MHz.

Photo 4: Signal de sortie du filtre à quartz

Références
Crystal characterization and crystal filter design – An overview of tools and techniques – Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008
Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal characterization and crystal
Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006
Simplified Tools and Methods for Measuring Crystals By Jim Kortge, K8IQY
Crystal Ladder Filters for All by Horst Steder, DJ6EV and Jack A. Hardcastle, G3JIR
THE LADDER FILTER REVIVED by Lloyd Butler VK5BR

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 3

admin — Thu, 31 May 2012 10:39:10 +0000

Filtre passe-bas
Le circuit de sortie de l’amplificateur du VFO est un filtre passe-bas en pi qui adapte aussi l’impédance de sortie à la valeur standard de 50 ohms.

Calcul du filtre
Pour réaliser le filtre, je me suis appuyé sur l’excellente étude de Richard Harris G3OTK disponible sur sur le site ITCHEN VALLEY Radio club G0IVR. Il traite dans 9 documents Part1 à Part 9, tous les aspects de la réalisation des filtres d’une manière claire avec des exemples pratiques.

Simulation
Sur cette base, j’ai construit un modèle de simulation qui, entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY, montre les différentes étapes de la réalisation du filtre.

Le modèle montre les 3 étapes de la conception du filtre :
1° le filtre avec valeurs normalisées à 1 ohms, 1 rad/s ,
2° le filtre avec impédance d’entrée choisie, l’impédance de sortie étant égale à celle d’entrée,
3° le filtre final avec impédance de sortie adaptée avec le théorème de Barlett.

Paramètres
Les paramètres sont présentés dans l’ordre d’utilisation.

1- Filtre avec valeurs normalisées à 1 ohms, 1 rad/s.
La table 1 du document Band pass filter design Part 1. Band pass filters from first principles Richard Harris G3OTK donne les paramètres G1, G2, G3 pour chaque type de courbe de réponse. G1 correspond à la capacité 1, G2 à l’inductance, G3 à la capacité 2 du filtre.
Les lignes issues de la table 1 sont reproduites dans le modèle sous forme de commentaire ou de directive. Choisir la courbe de réponse en cochant en directive la ligne .PARAM de cette courbe, par exemple la ligne Butterworth, les autres sont cochées en commentaires.

Values for three section low pass filter normalised to 1 Ohm & 1 rad/sec
.PARAM g1=1.0000 g2=2.0000 g3=1.0000 ;Butterworth
.PARAM g1=1.0316 g2=1.1474 g3=1.0316 ;Chebychev 01dB ripple
.PARAM g1=2.0237 g2=0.9941 g3=2.0237 ;Chebychev 0.1dB ripple
.PARAM g1=2.196 g2=0.9674 g3=0.3364 ;Gaussian

Choisir ensuite la bande passante FBw. Dans le cas d’un filtre passe-bas, la bande passante est égale à la fréquence de coupure, par exemple 4,5 MHz. Le paramètre RT=1, résistance terminale ne doit pas être modifié.

.PARAM RT=1
.PARAM FBw=4.5Meg

Les autres paramètres, inductance L1, capacités C1 et C2 sont obtenus par calcul.

.PARAM L1 = g2 *RT / ( wFunc(FBw))
.PARAM C1 = g1 / (wFunc(FBw)* RT)
.PARAM C2 = g3 / (wFunc(FBw)* RT)

Remarque:
LTSPICE permet d’écrire des fonctions qui sont utilisées dans les calculs. Par exemple la fonction wFunc calcule la vitesse angulaire ω à la fréquence f:

.func wFunc(f) {2*pi*f}

2- Filtre avec impédance d’entrée choisie, l’impédance de sortie étant égale à celle d’entrée.
Choisir ensuite la résistance d’entrée R3, par exemple 130 ohms. Les autres paramètres ne sont pas être modifiés. Les valeurs de l’inductance et des capacités sont obtenues par calcul.

.PARAM R3=130

3- Filtre final avec impédance de sortie adaptée avec le théorème de Barlett.
Choisir enfin la résistance de sortie R6, par exemple 50 ohms. Les autres paramètres ne sont pas être modifiés. Les valeurs de l’inductance et des capacités sont obtenues par calcul.

.PARAM R6=50

Résultat simulation 1: analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit.

Diagramme de Bode

Les courbes des filtres 1 V(out1) et 2 V(Out2) se superposent. La courbe du filtre 3 V(Out3) subit une translation vers le bas. L’adaptation par le théorème de Barlett introduit une perte d’insertion de 5 dB.

Résultat des calculs dans le fichier .log:

outmax1: MAX(mag(v(out1)))=(-0.00507865dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f1fall3db: mag(v(out1))=outmax1/sqrt(2) AT 4.50025e+006
outmax2: MAX(mag(v(out2)))=(-0.00055803dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f2fall3db: mag(v(out2))=outmax2/sqrt(2) AT 4.50018e+006
outmax3: MAX(mag(v(out3)))=(-5.10602dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
f3fall3db: mag(v(out3))=outmax3/sqrt(2) AT 4.50018e+006
out376: mag(v(out3))=(-6.37754dB,0°) at 3.76e+006
out411: mag(v(out3))=(-7.09339dB,0°) at 4.11e+006
out450: mag(v(out3))=(-8.1158dB,0°) at 4.5e+006
out8: mag(v(out3))=(-20.2335dB,0°) at 8e+006
out12: mag(v(out3))=(-30.675dB,0°) at 1.2e+007
out16: mag(v(out3))=(-38.162dB,0°) at 1.6e+007

Notes:
f1fall3db : fréquence de coupure du filtre 1 à -3 dB = 4,5 MHz,
f2fall3db : fréquence de coupure du filtre 2 à -3 dB = 4,5 MHz,
f3fall3db : fréquence de coupure du filtre 3 à -3 dB = 4,5 MHz,
outmax3 : perte d’insertion du filtre 3 = -5,1 dB,
les résultats suivants indiquent l’atténuation du filtre 3 à différentes fréquences.

Simulation 2 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 4,5 MHz est injectée à l’entrée du circuit. On obtient la valeur de l’inductance et des capacités du filtre:

Filtre 1
l1_1: l1=7.07355e-008
c1_1: c1=3.53678e-008
c2_1: c2=3.53678e-008
Filtre 2
r3_2: r3=130
r4_2: r4=130
l2_2: l2=9.19562e-006
c3_2: c3=2.7206e-010
c4_2: c4=2.7206e-010
Filtre 3
r5_3: r5=130
r6_3: r6=50
l3_3: l3=6.3662e-006
c5_3: c5=2.7206e-010
c6_3: c6=7.07355e-010

Notes:
Les résultats du filtre 3 sont utilisés pour fabrriquer le filtre:
fréquence de coupure à -3 dB = 4,5 MHz,
l3_3 : 6,4 uH,
c5_3 : 272 pF = 270 pF,
c6_3 : 707 pF = 680 pF + 27 pF.

Réalisation
Les condensateurs sont du type NP0. L’inductance L = 6,4 uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 36 tours de fil de Cu émaillé de 0,5 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 1

admin — Mon, 21 May 2012 11:20:02 +0000

Il existe sur le net de nombreux exemples de VFO. La réalisation de ce VFO, des plus classiques, m’a demandé cependant, beaucoup d’essais et mises au point. Je commence par en fixer le cahier des charges:
- oscillateur Clapp,
- variation du circuit d’accord par diode varicap (varactor)
- plage de fonctionnement de 3,760MHz à 4,110MHz, pour couvrir la bande des 14 MHz avec une fréquence intermédiaire de 10,240 MHz,
- amplificateur délivrant 15 dBm sur 50 ohms, pour alimenter un mélangeur à diodes,
- filtre passe bas pour éliminer les harmoniques,
- amplificateur destiné à alimenter mon fréquencemètre dans un premier temps, puis, dans le futur, un micro contrôleur intégré au transceiver.

Qui se traduit sous la forme du schéma fonctionnel suivant:

Ci-dessous le schéma complet du circuit. Chaque partie du circuit est décrite ensuite.

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

L’oscillateur
J’ai opté pour l’oscillateur Clapp, connu pour sa stabilité et aussi pour la facilité de fabrication de la bobine sans prise intermédiaire. Facilité apparente toutefois, la mise au point de l’oscillateur m’a permis de vérifier la loi de Murphy étendue aux oscillateurs: « un amplificateur oscille, un oscillateur n’oscille pas » et de connaître les limites de la simulation. J’ai construit de superbes oscillateurs qui, en simulation, fonctionnaient parfaitement avec toutes les combinaisons LC. Satisfait du montage virtuel, je prenais avec enthousiasme le fer à souder pour le monter. Je me hâtai de brancher l’oscilloscope. Hélas! l’écran restait désespérément vide. Il me fallait remettre tout à plat. Après maintes recherches sur le net, j’ai trouvé une excellente synthèse sur le sujet réalisée par Olivier ERNST F5LVG intitulée « STABILITE DES OSCILLATEURS« .

Pour obtenir un oscillateur stable qui oscille, il faut que la capacité d’accord soit supérieure à Ce et inférieure à Cmax/2.
(1) Ce pF = Fo * 100
(2) Cmax pF = 6000 / Fo
(3) Cmax/2 = 3000 / Fo
Calculs:
(4) Fo = limite supérieure de la bande = 4,11 MHz
(5) Ce = 4,11 * 100 = 411 pF
(6) Cmax/2 = 3000 / 4,11 = 730 pF
(7) Résultat: capacité d’accord pF = ] 411 ; 730 [

Figure 1

Cas de l’oscillateur Clapp figure 1.
F5LVG indique que les deux capacités du Clapp doivent, du fait de leur mise en série, avoir une valeur double de la valeur calculée par la théorie. Comme base de départ, les valeurs des 2 capacités principales peuvent être égales à Cmax/2 chacune, la valeur de la capacité en série avec la bobine étant égale au quart de cette valeur y compris le CV. Partant de ce calcul, je prends les valeurs normalisées E12 supérieures les plus proches soit C1 = C2 = 820 pF pour les deux capacités en série et Ct = 820 pF / 4 = 220 pF pour la capacité en série avec la bobine.
Calcul de L:
(8) A la résonance Lw = 1/Cw ou L = 1/Cw²(9) w² = (2πFo)²
(10) C = 1/[1/Ct + 1/C1 + 1/C2]
(11) Ct = 220 pF = capacité totale utilisée pour caler et balayer l’intervalle de fréquence F MHz=[3,76 ; 4,11]
(12) C = 147 pF
(13) Résultat L = 10 uH

L’excellente synthèse sur le VFO « Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2″ de F6EVT indique la valeur des réactances capacitives des capacités C1 et C2, soit Xc1 = Xc2 = 45 ohms pour le Colpitts et le Clapp. Partant de là, effectuons les calculs:
(14) Xc = 1/Cw
(15) C = 1/wXc
(16) w = 2πFo
(17) C = 861 pF = C1 = C2 (figure 1) résultat proche du calcul précédent.

Si vous êtes allergique au calcul mental ou à la règle à calcul, vous pouvez utiliser ce calculateur.

Après un passage par la simulation SPICE (voir détail ci-dessous), je suis parti sur cette base pour monter l’oscillateur. Je connecte l’oscilloscope. Eurêka! Miracle de la technique! Une superbe sinusoïde se dessine sur le graticule.

Simulation
Pour que ce travail soit réutilisable, j’ai conçu un modèle de simulation entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres principaux à entrer:
.PARAM Fmax=4.11Meg : Fréquence haute d’oscillation Fo
.PARAM XL=258 : Réactance inductive de la bobine L à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xca=47 : Réactance capacitive du condensateur C0 et C1 à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xct=176 : Réactance capacitive du condensateur Ct en série avec L à Fo (voir figure 1)
.STEP PARAM Ctune 0p 100p 10p : variation du condensateur variable en // sur Ct

Notes:
(1) Paramètre Xct: puisque Ct = Ca/4 vous pouvez indiquer Xct = 4*Xca
(2) Paramètre Ctune: représente le CV ou la diode varicap.

Simulation : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Le résultat est enregistré dans le fichier .log . Au cours de cette analyse on calcule:
(1) la fréquence obtenue F MHz = [4,178; 3,729]pour chaque valeur de Ctune pF = [0; 100]

.measure tran t1 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=1
.measure tran t2 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=101
.measure tran F[Ctune] PARAM 100/(t2-t1)

Measurement: c5
 step ctune
 1    0
 2    1e-011
 3    2e-011
 4    3e-011
 5    4e-011
 6    5e-011
 7    6e-011
 8    7e-011
 9    8e-011
 10   9e-011
 11   1e-010
Measurement: f[ctune]
 step 100/(t2-t1)
 1    4.17824e+006
 2    4.1188e+006
 3    4.06341e+006
 4    4.01193e+006
 5    3.96374e+006
 6    3.9187e+006
 7    3.87585e+006
 8    3.83618e+006
 9    3.79858e+006
 10   3.76268e+006
 11   3.72909e+006

(2) la valeur de la capacité C1 = 824 pF

.MEASURE TRAN c1 PARAM Ca
 step ca
 1    8.23911e-010

(3) la valeur de la capacité C2 = 824 pF

.MEASURE TRAN c2 PARAM Cb
 step cb
 1    8.23911e-010

(4) la valeur de la capacité Ct = 220 pF

.MEASURE TRAN C4 PARAM Ct
 step ct
 1    2.20022e-010

(5) la valeur de l’inductance L = 10 uH

.MEASURE TRAN L1 PARAM L
 step l
 1    9.99075e-006

Voici le graphe obtenu:

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Buffer
La sortie de l’oscillateur est connectée sur l’entrée à haute impédance du buffer, amplificateur à drain commun ou source follower . Sa sortie à basse impédance est reliée aux 2 amplificateurs de sortie: celui du VFO, celui du fréquencemètre.

Amplificateur du fréquencemètre
Afin de ne pas perturber le VFO, j’ai tiré une ligne séparée vers le fréquencemètre. L’amplificateur donne les impulsions nécessaires au micro contrôleur.

Réalisation de la partie 1
J’ai utilisé les composants que j’avais: des transistors JFET MPF102 pour l’oscillateur et le buffer. La tension d’alimentation de ces 3 étages fixée à 6V est régulée par le régulateur 78L06. Les condensateurs du circuit oscillant et de liaison sont du type NP0. L’inductance L = 10uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 45 tours de fil de Cu émaillé de 0,4 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts. L’amplificateur du fréquencemètre est un BJT NPN 2N3904 en émetteur commun. Des images du circuit fini sont données dans la partie 3.

Test – Mesure
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur, le fréquencemètre branché à la sortie de l’amplificateur affiche F = 4.311 MHz , fréquence proche de celle mesurée en simulation et calculée (F = 4,178 avec Ctune = 0).
Avec la sonde 10:1 à l’échelle 50mV/cm L’oscilloscope donne Vpp = 185mV soit Vpp = 1,85 V.
Pour la mesure HF, j’ai construit une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 0,738 V soit Vpp = 0,738*2*√2 = 2,09 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la capacité d’accord:
(M1) LC = 25330,3 / F² avec L en uH, C en pF, F en MHz
(M2) C pF = 25330,3 / (F^2..L) = 136 pF avec F= 4,311 MHz, L = 10 uH
(M3) capacité des 2 condensateurs de 820pF en série C1 et C2 = 820 / 2 = 410 pF
(M4) capacité Ct = (410 * 136) / (410 -136) = 204 pF.

Photo 1 signal en sortie du buffer

Références
STABILITE DES OSCILLATEURS – Olivier ERNST F5LVG
Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2 – F6EVT
VFO – CT4ER
Clapp oscillators – Ian Purdie VK2TIP

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