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Transceiver CW 20 m – BFO

admin — Thu, 25 Oct 2012 08:43:12 +0000

« Rien ne naît ni ne périt, mais des choses déjà existantes se combinent, puis se séparent de nouveau. » Anaxagore de Clazomènes (500 av. J.C.).

L’oscillateur de battement ou BFO « Beat Frequency Oscillator » est utilisé en CW pour créer un signal audible. L’oscillateur fonctionne sur une fréquence légèrement décalée au dessus ou en dessous de la fréquence intermédiaire. Le signal issu du BFO, le signal de fréquence intermédiaire sont injectés dans le détecteur de produit pour obtenir après filtrage le signal audible. La note du signal se situe en général de 600 à 800Hz.

Le signal du BFO doit être plus grand que le signal de fréquence intermédiaire et assez puissant pour rendre passantes les diodes du détecteur de produit.

Cahier des charges
Le BFO comprendra 2 étages qui auront les caractéristiques suivantes:

un oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence est légèrement décalée au moyen d’un condensateur,
un amplificateur tampon ou buffer à JFET qui présente une haute impédance à l’oscillateur, assurant l’isolation de l’oscillateur et qui réalise l’adaptation d’impédance,
fréquence d’oscillation F= 10.240Mhz + Δf ( Δf ≈ 800 Hz ),
impédance de sortie 50Ω,
puissance délivrée 6 à 7dBm sur 50Ω.

La figure 1 ci-dessous montre le schéma du circuit.

Figure 1: schéma du BFO

Télécharger les fichiers Kicad.

Amplificateur à JFET canal N MPF102
Caractéristiques:

montage source commune,
polarisation automatique avec résistance de source (self biasing),
découplage de la résistance de source,
transformateur de sortie réalisant l’adaptation d’impédance.

Choix du point de polarisation (quiescent point ou Q-point)
Il est réalisé graphiquement en utilisant Ltspice.
Dans ce qui va suivre, on pose :

Id = courant de drain,
Vgs = tension gate-source,
Vp = tension de pincement,
Idss = courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0.

1°) Mesure de la tension de pincement Vp ou Vgs(off) et du courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0

La tension gate-source Vgs commande le courant drain-source Id. En amplification, le transistor fonctionne dans la zone de pincement (pinch-off region). L’équation du courant de drain dans la zone du canal pincé s’écrit:
Id ≈ Idss (1 -Vgs/Vp)² –>équation (1)
C’ est une équation de forme quadratique dont l’intervalle d’utilisation est
Vgs = [Vp, 0]
La figure 2 ci-dessous montre le schéma de simulation qui permet de tracer la courbe
Id = f(Vgs) dans l’ intervalle Vgs = [Vp, 0].
La courbe coupe l’axe des ordonnées à Vgs = 0 et Id = Idss = 12,34mA.
La courbe coupe l’axe des abscisses à Id = 0 et Vgs = Vp =-3,26V.

Figure 2: schéma de simulation et courbe Id=f(Vgs)

2°) Choix du point de polarisation Q

Le point de fonctionnement doit être placé dans la partie la plus linéaire de la courbe pour garantir la plus grande excursion possible du signal d’entrée vgs sans déformation, autrement dit la meilleure amplification possible. La figure 3 montre la fonction
Id = f(Vgs)
représentée sans dimension sous forme d’une courbe normalisée à l’unité :
Id/|Idss| = (1 -Vgs/|Vp|)²
Elle permet de déterminer graphiquement les coordonnées du point de repos. En plaçant Id à la moitié de Idss,
Q =( -0,3 , 0,5)
soit Id = 0,5 Idss = 6,17mA et Vgs = -0,3Vp = -0,978V.

Figure 3: courbe Id=f(Vgs) normalisée à l’ unité

3°) Calcul de la transconductance gm

La transconductance gm est le coefficient directeur (pente) de la tangente au point Q. C’est le nombre dérivé au point d’abscisse Vgs = -0,3|Vp| avec |Vp| = 3,26.
La dérivée de la fonction f(x) = Ku² est 2Ku’u
avec x= Vgs, K = Idss = 12,34 , u = (1 – Vgs/Vp), u’ = -1/Vp
Il vient gm = (-2Idss/Vp)(1 – Vgs/Vp)
De l’équation (1) on tire (1 – Vgs/Vp) = √(Id/Idss)
D’où gm = -(2Idss/Vp)√(Id/Idss) = -(2*12,34/-3,26)√(1/2) = 5,36mA/V

4°) Calcul de la résistance de source Rs

Puisque Is ≈ Id alors Rs = Vgs/Id = 0,978V/6,17mA = 159Ω = 150Ω valeur standard la plus proche.

5°) Calcul de la résistance de charge

Les figures 2 et 3 montrent qu’il est possible d’ utiliser une amplitude de 3mA p autour du point de repos Q. Cette valeur permet de rester dans la partie linéaire de la courbe. Si gm = 5mA/V une tension vgs = 1,2V pp appliquée à l’entrée devrait permettre d’obtenir ce courant.
L’amplificateur doit fournir 7dBm sur 50ohms ce qui correspond à 5mW ou 500,6mV rms ou à 1,416V pp.
En application du principe de conservation de l’énergie, en négligeant les pertes, il faut pour produire la même puissance au primaire du transformateur avec un courant de 3mA p ou 2,212mA rms, une résistance R1 = 0,005 / (0,002212 * 0,002212) = 1113 Ω. En choisissant 1250Ω , valeur un peu supérieure, nous obtenons un rapport d’impédance qui va bien :
Z1/Z2 = 1250/50=25 d’où rapport du nombres de spires n1/n2 = 5
Dans un transformateur parfait l’impédance vue du primaire est
Z = Z2 * n*n = 50 * 25 = 1250Ω.
Le transformateur est fabriqué avec un tore ferrite large bande FT37-43 dont l’inductance L = 0,3uH*t*t , avec t = nombre de tours.
En prenant 4 tours au secondaire L2 = 0,3 * 4 * 4 = 4,8uH
ce qui donne au primaire avec 4 * 5 = 20 tours, L1 = 0,3 * 20 * 20 = 120uH.
Le rapport 15 tours 3 tours fonctionne aussi.
Le choix du nombre de tours n’est pas dû au hazard. Des valeurs L1 et L2 trop faibles, tout en respectant le rapport d’impédance, donnent à la fréquence de 10,24MHz une impédance vue du primaire trop faible. Au contraire plus les valeurs de L1 et L2 sont élevées, plus on s’approche de l’impédance souhaitée. Voir plus bas au chapitre modélisation du transformateur.
La figure 4 montre l’amplificateur en simulation, sa résistance de sortie au point X, du primaire du transformateur, et sa résistance d’entrée à 10.24MHz.
Ces courbes s’obtiennent avec la simulation AC, en choisissant pour l’axe vertical l’option Representation Bode Linear.
Graphe du haut: résistance de sortie = V(x)/Id(J2) + résistance de drain R5 (schéma figure 1) = 1234 + 100 = 1334Ω.
Graphe du bas: résistance d’entrée = V(in)/I(V2) = 3890Ω. Il faut noter que la résistance d’entrée diminue fortement avec la fréquence.

Figure 4: schéma de l’amplificateur – Résistance d’entrée et de sortie

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 5 montre le signal vgs = 1V p appliqué à l’entrée (graphe du bas), le courant de drain Id = 6mA pp (graphe du centre), la tension de sortie Vout = 1,5V pp (graphe du haut). On constate que gm = 3mA/V. Notre oscillateur devra fournir 2V pp.

Figure 5: tension d’entrée, courant de drain, tension de sortie

Oscillateur à BJT NPN 2N3904
Caractéristiques:

montage collecteur commun,
polarisation avec résistance de base,
oscillateur Colpitts Clapp à quartz,
décalage de fréquence par condensateur en série avec le quartz,
tension de sortie 2V pp.

Modélisation du quartz
1°) Subcircuit

Il est basé sur le modèle du quartz dont une description est donnée ici. Pour créer un subcircuit on se reportera à cet article.
Les paramètres du quartz utilisés ci-dessous ont été mesurés avec la méthode G3UUR sur le quartz réel n°2 de 10,240MHz (voir tableau de calcul, méthode G3UUR, disponible en téléchargement) lors de l’étude du Filtre à quartz.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\XTAL.asc
* XTAL - F8EOZ - V 09/10/2012 12:00
* XTAL 10.238400MHz SUBCIRCUIT
* CONNECTIONS: 1
*              | 2
*              | |
.SUBCKT XTAL   1 2  PARAMS: Lm=38.5mH Cm=6.25fF Rs=40 Co=3.5pF
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Rs = serial resistance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
Lm 1 N001 {Lm} Rser={Rs}
C1 N001 2 {Cm}
Co 1 2 {Co}
.ENDS

2°) Symbole

La création d’un symbole est expliquée dans cet article. La définition des attributs est différente. Les paramètres du quartz pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole. Ceci permet d’utiliser un seul symbole pour des quartz différents. La figure 6 ci-dessous montre exactement comment la fenêtre des attributs doit être remplie pour un fonctionnement correct. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut du quartz: Lm=38.5m Cm=6.5f Rs=40 Co=3.5pf qui pourront être modifiés lors de l’utilisation du symbole.
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xtal qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xtal.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XTAL.sub

Figure 6: attributs du symbole quartz

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 7 montre le modèle de simulation. Avec la résistance de base choisie la tension d’émetteur Ve = 2,4V. La figure 8 montre la forme du signal obtenu en sortie.

Figure 7: schéma de l’oscillateur

Figure 8: schéma de l’oscillateur – signal de sortie

Modélisation du transformateur
1°) Subcircuit

De la même manière que le quartz, j’ai créé un subcircuit pour le transformateur de sortie de l’amplificateur.
Les paramètres du transformateur sont:

L2 = inductance en uH du secondaire,
n = ratio nombre de spires du primaire / nombre de spires du secondaire.

L’inductance L1 est calculée.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\xfmr_p1_s1.asc
* xfmr_p1_s1 Transformer primary 1 secondary 1 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 31/10/2012 AT 10:00
* CONNECTIONS:     Primary 1
*                  | Primary 2
*                  | | 1 Secondary 3
*                  | | | 1 Secondary 4
*                  | | | |
*                  | | | |
.SUBCKT xfmr_p1_s1 1 2 3 4 PARAMS: L2=4.8u n=5
*--------------------------
* Transformer parameters:
* L2 = uHenries secondary inductance
* n =  turns ration between primary turns/ secondary turns
* Sample: L2 = 4.8uH, n=5, L1=120uH
*--------------------------
L1 2 1 {L2*n*n}
L2 4 3 {L2}
k L1 L2 1
.ENDS

2°) Symbole

De la même façon j’ai créé le symbole. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut qui pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole: L2=4.8uH n=5 .
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_p1_s1.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XFMR_p1_s1.sub .

6°) Analyse AC – bande passante du transformateur

La figure 9 montre le modèle de simulation et la mesure du paramètre S21 du quadripôle. Le générateur au primaire a une résistance de 1250Ω, le secondaire est chargé à 50Ω. Le test montre qu’à 10MHz l’atténuation = 0 dB. Le test montre que l’atténuation augmente fortement à cette fréquence quand l’inductance diminue.

Figure 9: bande passante du transformateur – paramètre S21

Télécharger les fichiers LTspice.

Réalisation
Circuit imprimé
La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5,6 x 2,4 cm. Pour tracer le circuit j’applique la même méthode, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée, je l’ enduis entièrement au gros feutre noir permanent. Ensuite, muni d’un réglet et d’une pointe à tracer je trace directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage: 2 rails de 4mm, situés de part et d’autre de 2 lignes de 8mm. Chaque rail sert de ligne de masse. Les 2 lignes du milieu sont divisées en 7 parties de 8mm. Nous obtenons ainsi 2×7 =14 îlots de 8x8mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués 6 grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn avec un minimum d’acide. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Photo 1: Circuit imprimé du BFO

Composants
Le circuit ainsi gravé est fin et précis. Il est bien adapté aux composants CMS ou SMD 0805 et 1206 que j’utilise maintenant presque exclusivement. Les condensateurs (schéma figure 1) C1, C2, C3 sont des NP0, C4 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le transformateur de sortie, calculée avec mini ring core calculator de DL5SWB est fait de 20 tours pour le primaire et de 4 tours pour le secondaire, de fil de Cu émaillé de 0,6 mm récupéré sur un ancien téléviseur, bobinés sur tore ferrite FT37-43 acheté chez kits and parts.

Test
Dispositif phase 1
Avant de passer à la soudure, le circuit a d’abord été monté entièrement avec des composants traversants sur platine de prototypage (breadboard). En effet, échaudé par la construction du VFO, j’ai préféré m’assurer que l’oscillateur oscillait et que l’amplificateur n’oscillait pas!

Dispositif phase 2
Chaque rail du circuit est soudé à la carte mère qui, en procurant un bon plan de masse, le tient fermement.
Résistance de charge connectée en sortie du BFO = 50Ω.

Résultat
Oscilloscope, échelle Y=50mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.
La photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 1.5V p-p soit 0.53V rms ou encore 7.5dBm sur 50Ω et F ≈ 10MHz.

Photo 2: Signal de sortie du BFO

Références
Electronique de puissance – Transistor à effet de champ à jonction (JFET) – F6CSX Joël Redoutey
Radiocommunications – Oscillateurs RF – F6CSX Joël Redoutey
Indian Institute of Technology – Field Effect Transistors
MIT – Massachusetts Institute of Technology – JFET amplifier configurations
JFET biasing tutorial by W7ZOI

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 1

admin — Mon, 21 May 2012 11:20:02 +0000

Il existe sur le net de nombreux exemples de VFO. La réalisation de ce VFO, des plus classiques, m’a demandé cependant, beaucoup d’essais et mises au point. Je commence par en fixer le cahier des charges:
- oscillateur Clapp,
- variation du circuit d’accord par diode varicap (varactor)
- plage de fonctionnement de 3,760MHz à 4,110MHz, pour couvrir la bande des 14 MHz avec une fréquence intermédiaire de 10,240 MHz,
- amplificateur délivrant 15 dBm sur 50 ohms, pour alimenter un mélangeur à diodes,
- filtre passe bas pour éliminer les harmoniques,
- amplificateur destiné à alimenter mon fréquencemètre dans un premier temps, puis, dans le futur, un micro contrôleur intégré au transceiver.

Qui se traduit sous la forme du schéma fonctionnel suivant:

Ci-dessous le schéma complet du circuit. Chaque partie du circuit est décrite ensuite.

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

L’oscillateur
J’ai opté pour l’oscillateur Clapp, connu pour sa stabilité et aussi pour la facilité de fabrication de la bobine sans prise intermédiaire. Facilité apparente toutefois, la mise au point de l’oscillateur m’a permis de vérifier la loi de Murphy étendue aux oscillateurs: « un amplificateur oscille, un oscillateur n’oscille pas » et de connaître les limites de la simulation. J’ai construit de superbes oscillateurs qui, en simulation, fonctionnaient parfaitement avec toutes les combinaisons LC. Satisfait du montage virtuel, je prenais avec enthousiasme le fer à souder pour le monter. Je me hâtai de brancher l’oscilloscope. Hélas! l’écran restait désespérément vide. Il me fallait remettre tout à plat. Après maintes recherches sur le net, j’ai trouvé une excellente synthèse sur le sujet réalisée par Olivier ERNST F5LVG intitulée « STABILITE DES OSCILLATEURS« .

Pour obtenir un oscillateur stable qui oscille, il faut que la capacité d’accord soit supérieure à Ce et inférieure à Cmax/2.
(1) Ce pF = Fo * 100
(2) Cmax pF = 6000 / Fo
(3) Cmax/2 = 3000 / Fo
Calculs:
(4) Fo = limite supérieure de la bande = 4,11 MHz
(5) Ce = 4,11 * 100 = 411 pF
(6) Cmax/2 = 3000 / 4,11 = 730 pF
(7) Résultat: capacité d’accord pF = ] 411 ; 730 [

Figure 1

Cas de l’oscillateur Clapp figure 1.
F5LVG indique que les deux capacités du Clapp doivent, du fait de leur mise en série, avoir une valeur double de la valeur calculée par la théorie. Comme base de départ, les valeurs des 2 capacités principales peuvent être égales à Cmax/2 chacune, la valeur de la capacité en série avec la bobine étant égale au quart de cette valeur y compris le CV. Partant de ce calcul, je prends les valeurs normalisées E12 supérieures les plus proches soit C1 = C2 = 820 pF pour les deux capacités en série et Ct = 820 pF / 4 = 220 pF pour la capacité en série avec la bobine.
Calcul de L:
(8) A la résonance Lw = 1/Cw ou L = 1/Cw²(9) w² = (2πFo)²
(10) C = 1/[1/Ct + 1/C1 + 1/C2]
(11) Ct = 220 pF = capacité totale utilisée pour caler et balayer l’intervalle de fréquence F MHz=[3,76 ; 4,11]
(12) C = 147 pF
(13) Résultat L = 10 uH

L’excellente synthèse sur le VFO « Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2″ de F6EVT indique la valeur des réactances capacitives des capacités C1 et C2, soit Xc1 = Xc2 = 45 ohms pour le Colpitts et le Clapp. Partant de là, effectuons les calculs:
(14) Xc = 1/Cw
(15) C = 1/wXc
(16) w = 2πFo
(17) C = 861 pF = C1 = C2 (figure 1) résultat proche du calcul précédent.

Si vous êtes allergique au calcul mental ou à la règle à calcul, vous pouvez utiliser ce calculateur.

Après un passage par la simulation SPICE (voir détail ci-dessous), je suis parti sur cette base pour monter l’oscillateur. Je connecte l’oscilloscope. Eurêka! Miracle de la technique! Une superbe sinusoïde se dessine sur le graticule.

Simulation
Pour que ce travail soit réutilisable, j’ai conçu un modèle de simulation entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres principaux à entrer:
.PARAM Fmax=4.11Meg : Fréquence haute d’oscillation Fo
.PARAM XL=258 : Réactance inductive de la bobine L à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xca=47 : Réactance capacitive du condensateur C0 et C1 à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xct=176 : Réactance capacitive du condensateur Ct en série avec L à Fo (voir figure 1)
.STEP PARAM Ctune 0p 100p 10p : variation du condensateur variable en // sur Ct

Notes:
(1) Paramètre Xct: puisque Ct = Ca/4 vous pouvez indiquer Xct = 4*Xca
(2) Paramètre Ctune: représente le CV ou la diode varicap.

Simulation : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Le résultat est enregistré dans le fichier .log . Au cours de cette analyse on calcule:
(1) la fréquence obtenue F MHz = [4,178; 3,729]pour chaque valeur de Ctune pF = [0; 100]

.measure tran t1 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=1
.measure tran t2 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=101
.measure tran F[Ctune] PARAM 100/(t2-t1)

Measurement: c5
 step ctune
 1    0
 2    1e-011
 3    2e-011
 4    3e-011
 5    4e-011
 6    5e-011
 7    6e-011
 8    7e-011
 9    8e-011
 10   9e-011
 11   1e-010
Measurement: f[ctune]
 step 100/(t2-t1)
 1    4.17824e+006
 2    4.1188e+006
 3    4.06341e+006
 4    4.01193e+006
 5    3.96374e+006
 6    3.9187e+006
 7    3.87585e+006
 8    3.83618e+006
 9    3.79858e+006
 10   3.76268e+006
 11   3.72909e+006

(2) la valeur de la capacité C1 = 824 pF

.MEASURE TRAN c1 PARAM Ca
 step ca
 1    8.23911e-010

(3) la valeur de la capacité C2 = 824 pF

.MEASURE TRAN c2 PARAM Cb
 step cb
 1    8.23911e-010

(4) la valeur de la capacité Ct = 220 pF

.MEASURE TRAN C4 PARAM Ct
 step ct
 1    2.20022e-010

(5) la valeur de l’inductance L = 10 uH

.MEASURE TRAN L1 PARAM L
 step l
 1    9.99075e-006

Voici le graphe obtenu:

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Buffer
La sortie de l’oscillateur est connectée sur l’entrée à haute impédance du buffer, amplificateur à drain commun ou source follower . Sa sortie à basse impédance est reliée aux 2 amplificateurs de sortie: celui du VFO, celui du fréquencemètre.

Amplificateur du fréquencemètre
Afin de ne pas perturber le VFO, j’ai tiré une ligne séparée vers le fréquencemètre. L’amplificateur donne les impulsions nécessaires au micro contrôleur.

Réalisation de la partie 1
J’ai utilisé les composants que j’avais: des transistors JFET MPF102 pour l’oscillateur et le buffer. La tension d’alimentation de ces 3 étages fixée à 6V est régulée par le régulateur 78L06. Les condensateurs du circuit oscillant et de liaison sont du type NP0. L’inductance L = 10uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 45 tours de fil de Cu émaillé de 0,4 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts. L’amplificateur du fréquencemètre est un BJT NPN 2N3904 en émetteur commun. Des images du circuit fini sont données dans la partie 3.

Test – Mesure
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur, le fréquencemètre branché à la sortie de l’amplificateur affiche F = 4.311 MHz , fréquence proche de celle mesurée en simulation et calculée (F = 4,178 avec Ctune = 0).
Avec la sonde 10:1 à l’échelle 50mV/cm L’oscilloscope donne Vpp = 185mV soit Vpp = 1,85 V.
Pour la mesure HF, j’ai construit une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 0,738 V soit Vpp = 0,738*2*√2 = 2,09 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la capacité d’accord:
(M1) LC = 25330,3 / F² avec L en uH, C en pF, F en MHz
(M2) C pF = 25330,3 / (F^2..L) = 136 pF avec F= 4,311 MHz, L = 10 uH
(M3) capacité des 2 condensateurs de 820pF en série C1 et C2 = 820 / 2 = 410 pF
(M4) capacité Ct = (410 * 136) / (410 -136) = 204 pF.

Photo 1 signal en sortie du buffer

Références
STABILITE DES OSCILLATEURS – Olivier ERNST F5LVG
Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2 – F6EVT
VFO – CT4ER
Clapp oscillators – Ian Purdie VK2TIP

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