Le mélangeur est le point d’entrée de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire. A ce stade de la réalisation faisons le point :
le signal de la bande 14MHz, venant de l’antenne a été filtré pour ne garder que la bande qui nous intéresse et amplifié,
l’oscillateur local, le VFO, génère un signal de 3,760 à 4,110MHz.

Ces deux signaux seront combinés pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire de 10,240MHz qui sera filtré et amplifié.

L’avantage de ce changement de fréquence est de pouvoir construire des circuits spécialisés sur cette bande quelque soit, dans certaines limites, le signal reçu. Chaque médaille a son revers, l’introduction d’étages supplémentaires augmente le bruit, le « mélange » produit des harmoniques. Tout l’objet de la conception visera à éliminer ces inconvénients.

De la conception à la réalisation
« Le second, de diviser chacune des difficultés que j’examinerois, en autant de parcelles qu’il se pourroit, et qu’il seroit requis pour les mieux résoudre.

Le troisième, de conduire par ordre mes pensées, en commençant par les objets les plus simples et les plus aisés à connoître, pour monter peu à peu comme par degrés jusques à la connoissance des plus composés, et supposant même de l’ordre entre ceux qui ne se précèdent point naturellement les uns les autres.

Et le dernier, de faire partout des dénombrements si entiers et des revues si générales, que je fusse assuré de ne rien omettre. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

J’ai choisi délibérément de réaliser ce transceiver en n’utilisant que diodes et transistors. Les éléments les plus complexes sont réalisés à partir d’éléments simples dont il faut assimiler le fonctionnement. Je me suis orienté naturellement vers la réalisation du mélangeur à diode décrit sur le schéma suivant.

Schéma 1: Diode Ring Mixer

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Assurément un mélangeur n’est pas une boîte dans laquelle on fait passer 2 signaux, de laquelle il sort un « mélange » après avoir agité le tout ! Avec l’apparition des simulateurs il est possible de se représenter le fonctionnement de ce système composé de 4 diodes et de 2 transformateurs. Pourquoi s’en priver.

L’opération consiste en réalité en un produit de 2 signaux qui donne en sortie la somme et la différence des 2 signaux et une infinité d’harmoniques impaires. Notre mélangeur est plus précisément un multiplieur, servant dans ce cas à la transposition de fréquence.

Le mélangeur équilibré à diode est un dispositif non-linéaire passif utilisé pour effectuer la translation de fréquence du spectre du signal RF. La translation est obtenue à partir d’une multiplication analogique entre le signal RF et l’oscillateur local LO.

Le mélangeur double équilibré à 4 diodes
Il est formé d’un anneau de 4 diodes schottky connectés à 2 transformateurs large bande identiques.

Chaque transformateur utilise 3 bobines identiques. Les 2 bobines du secondaire sont connectées en série. Il comprend:
une entrée pour le signal de l’oscillateur LO, typiquement de plusieurs volts,
une entrée pour le signal radio RF, typiquement de 50 à 100mV,
une sortie pour la fréquence intermédiaire FI.

Fonctionnement
Le signal provenant de l’oscillateur commute une paire de diodes à la demie sinusoïde positive et l’autre paire de diodes à la demie sinusoïde négative. Le signal RF traverse et arrive à la sortie pendant le temps de conduction de chacune de ces paires de diodes. Ce signal change de polarité au rythme de la fréquence de l’oscillateur.

Un peu de math pour comprendre
On retrouve les identités trigonométriques en utilisant les géniales formules d’Euler:

Soit à trouver le résultat du produit cos(a).cos(b)

Nota: les formules sont éditées avec le plugin wpmathpub de Ron Fredericks

La tension de l’oscillateur V_LO rend alternativement les diodes passantes et non passantes ce qui à pour effet de multiplier V_RF par le signal rectangulaire V_LO.

Calculons le produit:
V_IF (t) = (V_RF (t)).(V_LO (t))
Soit V_RF (t )= A_RF.cos(ω_RFt)
Le signal rectangulaire s’écrit :
V_LO (t) = (4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + …]

D’où le produit :
V_IF (t)= [A_RF.cos(ω_RFt)].[(4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + … ]

Transformation en somme:
V_IF (t) = (2/π).A_RF[(cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + (1/3).(cos((3ω_LO + ω_RF)t) + cos((3ω_LO - ω_RF)t)) + (1/5).(cos((5ω_LO + ω_RF )t) + cos((5ω_LO - ω_RF)t)) + …]
V_IF (t) = (2/π).A_RF[cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + produits d'intermodulation]

Plus simplement, le mélangeur à diode produit les fréquences:

F_FI = nF_LO ± F_RF avec n = entier impair = 1, 3, 5, …

Simulation
Ce montage est aussi l’occasion de continuer à approfondir ma connaissance du simulateur LTspice. Il existe de nombreux tutoriels. L’un de ceux que je préfère est celui de DG8GB, Gunthard Kraus, professeur à Elektronikschule de Tettnang (Allemagne). Je dévore ses articles, remarquables de clarté et de précision.

Voici le programme de simulation:
créer un modèle de transformateur,
vérifier la bande passante de ce transformateur,
analyser le fonctionnement du mélangeur.

Le transformateur xfmr_30u_30u30u
Le modèle comprend 2 parties:
le symbole,
le circuit.

Créer un symbole et y associer un circuit est assez simple avec LTspice. Il faut passer par 2 étapes :
créer la netlist du circuit,
créer le symbole et y associer la netlist du circuit.

Créer la netlist
LTspice le fait en grande partie pour vous. Avec l’éditeur de schéma, dessiner le circuit figure 1. Important! Affecter des étiquettes aux entrées et sorties du circuit. Ici notre circuit est simple, il s’agit d’un transformateur parfait. Il est possible d’ ajouter, condensateurs et résistances pour représenter les capacités et les résistances parasites.

Figure 1: schéma du transformateur

En cliquant dans le menu sur View et sur Spice Netlist, LTspice affiche la netlist figure 2.

Figure 2: netlist du transformateur

Pour la transformer en subcircuit la copier et la coller dans votre éditeur de texte (notepad ou autre), y ajouter la ligne SUBCKT nomducircuit noeud1 noeud2, noeudn.. dans l’ordre des pins du symbole, enlever la ligne .backanno, remplacer la ligne .end par .ENDS. Il est aussi intéressant le placer en tête quelques commentaires. Voici le résultat:

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20Mixer\ltc\xfmr_30u_30u30u.asc
* xfmr_30u_30u30u Transformer primary 1 secondary 2 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 17/07/2012 AT 13:37
* CONNECTIONS:          Primary 1
*                       | Primary 2
*                       | | 1 Secondary 3
*                       | | | 1 Secondary 4
*                       | | | | 2 Secondary 5
*                       | | | | | 2 Secondary 6
.SUBCKT xfmr_30u_30u30u 1 2 3 4 5 6
L1 2 1 30uH
L2 4 3 30uH
L3 6 5 30uH
k L1 L2 L3 1
.ends

Ceci fait, enregistrer votre fichier en l’appelant xfmr_30u_30u30u.lib dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .

Créer le symbole
Avec l’éditeur de symbole figure 3, dessinez comme vous voulez. Le plus important étant la définition des pins qui doivent être dans le même ordre que les noeuds de la ligne SUBCKT. Imaginez cela comme un connecteur où le symbole s’enficherait sur sa netlist.

Figure 3: symbol du transformateur

Le second point important est de définir des attributs figure 4. Pour ce faire choisir dans le menu Edit Attributes.

Figure 4: définition des attributs

Enfin avec Edit Attribute Window choisir les attributs qui seront affichés avec le symbole. J’ai choisi Value et Spicemodel

Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_30u_30u30u.asy dans ce répertoire.

Du choix du transformateur
Il est intéressant d’examiner la courbe de réponse du transformateur. Il est fait de 8 à 10 tours de fil #28AWG bobinés sur un tore FT37-43.

La fiche technique du tore (source kits and parts) indique:
Wideband Transformers 5 – 400 MHz
Power Transformers 0.5 – 30 MHz
RFI Suppression 5 – 500 MHz
AL = 350 +/- 20 % Actual measured AL using 10 turns #28 wire ( #28AWG = D = 0,321mm).

Bobiner 10 tours, donne L = AL*Tours²/1000 = 28 à 42uH.
Bobiner 8 tours, donne L = 18 à 27uH.

A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 5. Sachant que le transformateur travaille alternativement avec seulement un secondaire en action pendant que l’autre est au repos, la simulation est faite sur un secondaire chargé avec 50Ω, tandis que l’autre n’est pas laissé en l’air pour éviter une erreur dans Error log, est chargé avec une résistance de 10MΩ.

Figure 5: Circuit de simulation de la bande passante du transformateur

La figure 6 montre le résultat obtenu. La bande passante s’étend de 130KHz à plus de 100MHz. Le même essai avec un transformateur de 20uH montre que la bande passante s’étend de 200KHz à plus de 100MHz.

Figure 6: bande passante du transformateur

Du choix des diodes
Le réseau de diodes est fait de diodes schottky ou de diodes courantes type 1N4148. Il me parait intéressant de comparer le fonctionnement du circuit dans chacun de ces 2 cas. A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 7 avec la diode schottky 1N5711 puis avec la diode 1N4148.

Un signal sinusoïdal V_RF = 100mV peak, de fréquence F=14MHz est appliqué à l’entrée RF. Un signal sinusoïdal V_LO = 2V peak, de fréquence F=3,76MHz est appliqué à l’entrée LO. Nous obtiendrons en sortie IF = 14,0 – 3,76 = 10,240 MHz. Les entrées et la sortie sont normalisées à 50Ω.

Figure 7: circuit de simulation du DBM

La simulation nous permettra d’examiner la forme des signaux en fonction du temps. L’analyse FFT (Fast Fourier Transform) nous donnera le spectre des fréquences.

La durée de simulation = 20us nous donne dans l’analyse FFT une résolution F=1/20us = 50KHz. Avec un intervalle de temps de 0,1ns nous obtenons un minimum de 20us/0,1ns = 200 000 exemples, il est ainsi possible de choisir la valeur de 131 072 pour l’analyse FFT. La compression de données est OFF. La méthode d’intégration est GEAR.

Note importante au sujet des paramètres de simulation
Les paramètres de simulation doivent être réglés avec soin pour éviter distorsions et erreurs de calcul (cf note de DG8GB).

La durée de simulation est liée au degré de résolution de la fréquence par la relation:
F = 1/(durée de simulation).

Le paramètre Maximum Timestep est l’espace de temps entre 2 points du diagramme et détermine la fréquence minimum des exemples:
fsample = 1 / Maximum Timestep.

Cette fréquence doit toujours être plus grande à 2 fois la composante spectrale maximum (loi de Shannon). Le non respect de cette loi entraîne des distorsions de repliement de spectre ou Aliasing distortions (distorsions d’image).

Une seconde loi doit être respectée pour éviter des erreurs de calcul.
Il faut Nombre d’exemples simulés = MaximumTimestep/Durée de simulation toujours plus grand que le nombre d’exemples utilisés par l’analyse FFT. La valeur par défaut proposée (Number of data point samples in time) = 65 536. Pour obtenir une plus grande précision il est préférable d’utiliser 131 072. Ainsi pour produire 200 000 exemples sur une durée de temps de 20us il faut:
Maximum Timestep = Durée de simulation/200 000 = 20us/200 000 = 0,1ns.

Il faut aussi couper la compression de données pour éviter de réduire le nombre d’exemples produits.

Enfin en simulation de circuits RF, toujours utiliser l’intégration GEAR. Pour cela dans le menu Simulate Control Panel – onglet SPICE – option Default Integration method cocher GEAR.

La figure 8 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période. Dans la partie positive du signal LO, la phase du signal RF ne change pas. Dans la partie négative du signal LO, la phase du signal RF est changée de 180 degrés.

Figure 8: signal IF

La figure 9 montre le résultat de l’analyse FFT sous une présentation linéaire pour calculer les pertes de conversion. Comme indiqué dans les paramètres FFT, les tensions sont données en valeur RMS.

Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 17,9mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 17,9mV.

Figure 9: analyse FFT

A partir de ce graphe nous pouvons calculer les pertes de conversion.
La tension V_RF = 100mV peak donne V_RF RMS = 70.7mV.
Le signal incident est égal à la moitié de cette valeur = 35.35mV.
Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/17,9) = 5,9 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

La figure 10 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période avec une diode 1N4148. On observe un bruit plus important à l’inversion de polarité.

La figure 11 montre le résultat de l’analyse FFT avec une diode 1N4148.
Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 18,6mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 22,6mV.

Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/18,6) = 5,6 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,1 x 2 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai changé de méthode cette fois. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,32mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

Photo 1: circuit imprimé du Mélangeur

Test
Dispositif
Générateur HF fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC  et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Nota: je prévois de conserver cet atténuateur et de le rendre commutable au moyen d’un commutateur DPDT. C’est un moyen simple pour diminuer la puissance d’entrée et améliorer les performances d’intermodulation du mélangeur.
Résistance de charge connectée en sortie du mélangeur = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.
Résultat
La photo 2 ci-dessous montre le signal obtenu en sortie ≈ 125mVrms, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.

Photo 2: signal de sortie du Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
A discussion on mixer – VK5BR Lloyd Butler
Mixers Part1 & Part2 Theory and Technology – Bert C. Henderson
Mixers – Liam Devlin

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