1. Expression des besoins

L’une des étapes importantes de la réalisation d’un TRX est la conception des filtres. De la mesure de leurs caractéristiques, bande passante, réjection, atténuation, dépend le fonctionnement optimal de l’appareil. De même, la mesure du gain et de la linéarité de la chaîne d’émission driver et PA.

Voici en résumé quelques utilisations possibles de cet appareil :

• déterminer les caractéristiques Fp et Fs des quartz,
• Tester un filtre à quartz , tracer les caractéristiques des filtres passe-bande, passe-bas d’un transceiver décamétrique,
• Mesurer le gain et la linéarité de la chaîne d’ émission driver et PA,
• Analyser les antennes décamétriques à l’ aide d’ un pont de mesures.

2. Cahier des charges.

Notre générateur sera composé de 2 oscillateurs LC de type Hartley, l’un pour la bande de 3 à 9MHz (<10MHz), l’autre pour la bande 10 à 30MHz, suivi d’ un amplificateur feedback et d’un atténuateur calibré.

Amplificateur feedback: environ 10 dBm sous 50 Ohms

Atténuateur calibré : -10 db à -50 dB au pas de -10 dB

Affichage numérique interne ou externe de la fréquence de sortie.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

3. Description de l’appareil

F6FEO, a retenu un montage de W7ZOI qui a servi de base au projet. En figure 1 ci-contre, le schéma fonctionnel réalisé avec Inkscape disponible ici. L’appareil se compose de 4 modules :

• le générateur HF,
• l’atténuateur sélectif ,
• le fréquencemètre (optionnel peut être externe),
• l’alimentation linéaire régulée.

4. Le générateur HF

En figure 2 ci-dessous le schéma original de F6FEO. Deux VFO à JFET J310, l’un pour la bande 3MHz à 9MHz, l’autre pour la bande 10MHz à 30MHz génèrent le signal. Chaque VFO est muni d’un RIT à varicap qui permet d’affiner le réglage de la fréquence et d’un filtre pour obtenir une bonne pureté du signal. Le choix de l’une ou l’autre bande se fait par commutation de l’alimentation et liaison par diode PIN à l’étage amplificateur suivant.

J’ai réalisé la bobine L1 du 1er VFO sur un mandrin LIPA de 8mm à noyau de fer réglable de récupération. Les 3 tours de couplage sur L1 prévus à l’origine sur le schéma me donnaient un signal déformé ont été ramenés finalement à 1 seul tour pour obtenir un signal correct.

La réalisation de la bobine L2 du 2^nd VFO comme indiqué sur le schéma ne m’a pas permis d’obtenir une oscillation stable. J’ai obtenu un résultat correct en bobinant 15 tours de fil avec une prise à 4 tours sur un tore à poudre de fer T50-6. Un seul tour de couplage est nécessaire. Le dosage du couplage sur chaque oscillateur doit être soigné et ajusté empiriquement pour obtenir sur les 2 bandes le même niveau de tension.
Le modèle LTSPICE du 1er VFO, figure 3 montre la forme des signaux en divers point du circuit. Idem la figure 4 pour le 2nd VFO.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 2 – Schéma du circuit générateur

Figure 3 – Générateur HF bande 3MHz à 9MHz – Simulation LTSPICE

Figure 4 – Générateur HF bande 10MHz à 30MHz – Simulation LTSPICE

5. L’atténuateur sélectif.

En figure 5 ci-dessous le schéma. Il comprend en série 1 atténuateur -10dB et 2 atténuateurs -20dB. Chaque atténuateur peut être shunté par un relais DPDT au moyen d’un commutateur rotatif 1 circuit 6 positions pour obtenir 0dB, -10dB, -20dB, -30dB, -40dB -50dB.

Pour les amateurs de simulation LTSPICE, j’ai réalisé un modèle de commutateur rotatif à partir du modèle fourni dans la documentation LTSPICE, voir encadré en bas de la figure 5. J’en explique le principe en quelques mots. La source de tension V2 génère une rampe avec la fonction Piecewise Linear. A chaque instant t la valeur de cette tension est transmise au sous-circuit rty_switch5 par la directive X5p rot1 51 52 53 54 55 rty_switch5 BRKF=0.01 dans laquelle

rot1= tension de la rampe à l’instant t,

51 à 55 : désignent les 5 plots du commutateur de-10dB à -50dB,

BRKF= espace de temps entre chaque transition.

Le sous-circuit en fonction de rot1 calcule la tension de chaque plot 51 à 55 = 12V ou 0V. Les plots commandent les diodes qui commandent les relais. Le chronogramme de la figure 5 montre les tensions obtenues en différents points du circuit avec une sinusoïde de 1V crête à 10MHz en entrée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 5 – Générateur HF Atténuateur – Simulation LTSPICE

6. Le fréquencemètre

Michel a opté pour un module acheté sur Ebay. J’avais 2 possibilités, soit construire une version de mon appareil décrite ici soit utiliser sa version externe décrite ici. J’ai préféré ce dernier choix.

7. L’alimentation linéaire régulée

Elle fournit 12V sous 500mA. Elle est construite autour d’un LM317 programmé pour obtenir 12V, schéma figure 6 ci-dessous. En cas d’utilisation d’un fréquencemètre interne prévoir la source de tension supplémentaire adaptée.

Le fichier de simulation LTSPICE est disponible ici.

Figure 6 – Alimentation linéaire régulée

8. Réalisation

Le générateur et l’atténuateur sont réalisés sur deux plaques époxy cuivrées double face d’environ 6,5×9,5 cm. L’alimentation sur une plaque époxy cuivrée simple face de 7×10,5cm. Les circuits sont réalisables entièrement à la main sans matériel particulier.

J’ai utilisé pour sa réalisation quelques feutres indélébiles de différentes pointes, un petit foret de 1 mm, une petite fraise pour évaser les trous, une perceuse à colonne, une boîte plastique provenant d’un emballage destiné à la poubelle pour le bain de perchlorure.

J’ai dessiné les circuits à main levée sur une page de cahier quadrillée 5x5mm. J’ai reporté le dessin obtenu sur une feuille de papier calque pour en obtenir le tracé miroir. Ce tracé a été ensuite reporté sur le cuivre à l’aide d’un papier carbone. Toutes les faces ont été étamées à chaud avec de la soudure.

Figure 7 – Générateur recto

Figure 8 – Générateur verso

Figure 9 – Atténuateur recto

Figure 10 – Atténuateurverso

9. Mesures

Après un temps de chauffage de quelques minutes le signal affiché sur le fréquencemètre reste stable. L’examen à l’oscilloscope du signal de sortie sur une résistance de 50 Ohms montre une sinusoïde parfaite figure 11 ci-dessous. La mesure de la la tension de sortie du 1er générateur sur une résistance de 50 Ohms donne environ 2V crête constant sur toute la bande de 3MHz à 9MHz. Le graphe de la figure 12 sur la bande 10MHz à 30MHz montre une tension crête de sortie quasi constante de 2V jusque 24MHz, cette tension diminue lentement à 1,3V à 30MHz.

Le graphe tracé avec Graph est disponible ici.

Figure 11 – Signal de sortie

Figure 12 – Tension crête de sortie en fonction de la fréquence de 10 MHz à 30 MHz

10. Montage

Le boîtier de base provient d’une alimentation de PC HS. La face avant a été découpée dans de l’alu de 2mm. Le circuit générateur est placé au dessus de l’atténuateur.

Figure 13 – Générateur HF face avant

Figure 14 – Générateur HF intérieur

Index des articles de la catégorie labo-de-l-om

• Alimentation linéaire régulée ajustable 13,8V – 34V contrôlée en courant
• Générateur HF 3MHz à 30MHz
• ROS-mètre

Elle est le fruit d’un travail commun avec Michel F6FEO qui m’a apporté son conseil éclairé pendant la réalisation.

1. Schéma

Ci-dessous figure 1, Le schéma de l’alimentation réalisé avec le logiciel libre KiCad. Il est le résultat de la fusion d’un schéma fourni par Michel F6FEO portant notamment sur le contrôle de l’intensité, et d’un autre paru dans le W1FB QRP Notebook page 27 figure 3-1 qui traite du bruit dans les alimentations.

Le coeur du montage est un régulateur de tension intégré de type LM338K,  version ancienne en boîtier TO-3 qui supporte 50W . Une version plus récente en boîtier TO-220 du LM3338T, supporte 25W.  Attention sur ebay circulent de fausses versions du lm338K. Les fichiers KiCad sont disponibles ici .

Figure 1 – Schéma de l’alimentation

2. Le transformateur

J’ai opté pour une alimentation de type linéaire et non à découpage, l’abaissement de la tension secteur se fait grâce à un transformateur de type 230 V / 25 V provenant de Radiospare.
Le modèle Nuovem référence 0225P1-2-025,   torique a deux enroulements secondaires 2x25V à 112,5VA chaque. Les 2 enroulements du secondaire sont câblés en série (fils repérés par couleur voir daatasheet) pour être utilisés en redressement double alternance avec 2 diodes qui nécessite un point milieu. Ainsi  chaque secondaire pourrait supporter un courant théorique Imax=112,5/25=4,5A. Le transformateur est calculé large.

3. Redressement et filtrage

Chaque diode supporte la moitié du courant maximal de charge I=3/2=1,5A et supporte 2 fois la tension crête du secondaire = 25×1,414×2=71V.

Le filtrage pourrait être fait par un condensateur chimique de 6800 uF 63 V. Parce que je les avais en stock j’ai utilisé 2 condensateurs de 4700uF montés en parallèle. En règle générale on adopte une valeur comprise entre 1000 uF et 2000 uF par ampère, qui garantit une ondulation résiduelle assez faible en sortie.

4. Protection

Le primaire est relié à la terre. Il est protégé par un fusible à retard 2AT . Cela peut paraître beaucoup mais l’appel de courant pour la charge des condensateurs de filtrage est tellement fort à la mise sous tension que j’ai grillé bon nombre de fusibles avant de trouver la bonne valeur (merci Michel). Le secondaire est protégé par un fusible à retard 5AT. Tous les condensateurs ont une tension de service de 63V sauf les 2 condensateurs du primaire du transformateur qui ont une tension de service 1kV et les condensateurs en parallèle sur les diodes de redressement qui ont une tension de service de 100V.

Figure 2 – Courbe isopuissance 50W 25W

5. Limites de fonctionnement

Si un tel régulateur permet de faire une construction simple, il faut en connaître les limites. Toutes les combinaisons tension, courant ne sont pas possibles. Il faut l’utiliser en connaissance.

Une partie de la puissance est dissipée par le régulateur en chaleur. Elle est égale au produit de la différence de tension entre son entrée et sa sortie (Vs-Ve) par le courant I qui le traverse. La tension présente à l’entrée du régulateur est ici fixe. On la calcule Ve=25Vx1,414 – 1.5V=34V (37V réellement mesuré à vide). Supposons une tension de sortie réglée à 14 V, la différence de tension entre entrée et sortie du régulateur est alors  34V – 14V=20V. Si le courant demandé en sortie est de 1A, la dissipation de puissance du régulateur est 20V x 1A=20W.  Cette puissance à dissiper est très grande, néanmoins elle est compatible avec le régulateur mais il faut un radiateur suffisant si on ne veut pas que le régulateur se bloque rapidement par protection contre la surchauffe. Avec un courant de 3A cela ne marcherait pas. Le régulateur LM338 possède une protection thermique, qui empêche l’utilisation du régulateur sous un courant  de 3 A avec une telle différence de tension entre entrée et sortie.

Attention au boîtier. La puissance dissipée maximale est de 25 W en boîtier TO220 ou de 50 W en boîtier TO3.

Pour connaître le domaine d’utilisation de l’alimentation j’ai tracé la courbe d’isopuissance à 50W et 25W, figure 2 ci-dessus.
L’équation qui donne la puissance maximum de 50W dissipée par le régulateur en fonction de la tension de sortie v et le courant i peut s’écrire:
50 = (34-v)i ou  encore v=f(i) = -50/i + 34. Définie pour i∈]0; 5A] et par construction pour v∈[13,8V ; 34V].

Ainsi la puissance dissipée par le régulateur sera < 50W pour v>-50/i + 34.
De même elle sera < 25W pour v>-25/i + 34.

Par exemple si i=2,5A il faudrait v>14V avec un régulateur supportant 50W à condition de dissiper toute la chaleur.

L’alimentation pourrait théoriquement débiter 3A à partir de 17,3V à condition que le régulateur LM338K soit refroidi suffisamment.
En résumé:

• Tension d’entrée=34V
• Puissance maximum dissipée par le LM338K: Pb max =50W
• Puissance maximum dissipée par le LM338T: Pb max =25W
• Intensité du courant maximum: Imax = 0.55A ou 3A
• Puissance en entrée du LM338: Pe = 34 * I
• Puissance en sortie du LM338: Ps = V * I si Pb < Pb max
• Puissance absorbée par le LM338K: Pb = Pe – Ps < 50W
• Puissance absorbée par le LM338T: Pb = Pe – Ps < 25W

Le fichier Graph est disponible ici.

6. Cablâge

A cette puissance, il est important d’utiliser du câble de forte section et d’étamer copieusement le circuit imprimé. J’ai utilisé du câble pour HiFi de 2,5mm² et 0,75mm².
Les connexions des résistances et condensateurs autour du régulateur doivent être faites au plus court et soudées au même point.

7. Réalisation

Le circuit a été scindé en 2 parties. La première est le redresseur, la seconde, la régulation.
Les bobines RFC1 et RFC2 ont été réalisées avec 2 grosses perles de ferrite provenant d’une alimentation de serveur HS. J’ai bobiné 10 tours de fil 0.9mm. L’inductance mesurée=100uH.
Deux galvanomètres, l’un pour la tension en parallèle sur la sortie, l’autre pour le courant en série avec la sortie, sont montés sur le boîtier.
L’alimentation est montée dans un boîtier métallique pour favoriser l’évacuation de la chaleur.
La base du boîtier provient d’une alimentation HS de PC. Le transformateur et le module redresseur sont placés dans le fond du boîtier.
Le module régulateur est placé sur une large cornière alu de 185x40x2mm fixée elle-même sur le panneau arrière.
Ci-dessous les photos montrant les étapes de fabrication.

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• Alimentation linéaire régulée ajustable 13,8V – 34V contrôlée en courant
• Générateur HF 3MHz à 30MHz
• ROS-mètre

Je suis parti du matériel dont je disposais:

- tores T50-6 achetés chez Kits and Parts W8DIZ,
- fil de cuivre émaillé de 7/10 mm récupéré sur un bobinage de TV.

Sur son site, W8DIZ indique les caractéristiques des tores. Le matériau 6 est bien adapté de 3 MHz à 40 MHz.

Calcul
Ci-dessous le schéma du filtre:

J’ai d’abord utilisé mini tore calculateur de DL5SWB pour déterminer les valeurs possibles du circuit résonnant LC à la fréquence F = 14 MHz. Je me suis fixé L = 0.5 uH. A cette fréquence F, avec cette valeur de L, il faut une capacité C = 250 pF. L2 = L3 sont obtenues en bobinant 11 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur un tore T50-6. L1 = L4 sont obtenues en bobinant 2 tours de fil de Cu émaillé 7/10 mm sur respectivement, L2 et L3 côté masse.

Les calculs sont faits à partir des formules de W7ZOI avec L = L2 = L3:

Fréquence F = 14 MHz
Pulsation w = 2. π . F
Nodal capacitance C0 = 1 / w² . L
Butterworth shape k = 1 / √ 2 et q = √ 2
Bandwidth B = 0,6 MHz
C12 = C0 . k . B / F
CT = C0 – C12
d’ où C12 = 7,8 pF et CT = 250 pF
Qu =unloaded Q
Rp = résistance équivalente en parallèle.

Ne pouvant mesurer le facteur Qu de L, avec ces valeurs j’ai supposé que Qu ne pouvait être < 200.

Qend = q . F . Qu /( B . Qu – q .F)
Rp = Qend . w . L
d’ où Qend = 40 et Rp = 1737 Ohms

Le rapport du nombre de spires du couplage pour obtenir 50 Ohms est n² = 1737 / 50 = 34,74
soit n = 5,89, d’où nombre de spires pour le couplage = 11 / 5,89 = 2 tours.

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Elle est réalisée avec l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Voici le diagramme de Bode obtenu:

Voici les valeurs calculées:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(-0.0412774dB,0°) FROM 1e+007 TO 3e+007
flo3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.37784e+007
ampflo3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.37784e+007
fhi3db: mag(v(out))=outmax/sqrt(2) AT 1.43182e+007
ampfhi3db: mag(v(out))=(-3.05158dB,0°) at 1.43182e+007
(1) bw3db=539854 FROM 1.37784e+007 TO 1.43182e+007
(2) fcenter: mag(v(out))=(-0.0475675dB,0°) at 1.40483e+007
imagelo: mag(v(out))=(-31.701dB,180°) at -5.95168e+006
imagehi: mag(v(out))=(-60.9751dB,0°) at 3.40483e+007
(3) ref1: mag(v(out))=(-56.6812dB,0°) at 2.8e+007
(4) ref2: mag(v(out))=(-50.7083dB,180°) at 7e+006

Notes:
(1) bande passante à – 3dB = 0.540MHz de 13,778 MHz à 14,318 MHz
(2) fréquence centrale F0 = 14,048 MHz
(3) réjection de la fréquence image si low side injection = -56,58 dB
(4) réjection de la fréquence image si high side injection = -50,71 dB

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 6 x 3 cm. La gravure est simple: 4 x 2 = 8 îlots identiques. Je fabrique ces plaques d’avance en différents formats. Ces plaques seront ensuite soudées au moyen du fil de masse sur une plaque d’époxy cuivrée qui servira de support à toutes les cartes. Ceci rend modulaire le montage, chaque étage pouvant être remplacé. L’image ci-dessous montre le circuit équipé de résistances en entrée et en sortie pour le test. Finalement après tests C12 = 5 + 2 pf et CT = 100 + 82 + 15 pf (ajustable).

Test
Pour tester le circuit, j’ai construit un petit générateur HF. Voici le circuit de test:

Pour tracer la bande passante du filtre, à l’aide de l’oscilloscope, j’ai mesuré la tension Vin à l’entrée du filtre et Vout à la sortie du filtre à différentes fréquences. Pour chaque point j’ai calculé le Gain = 20 log Vout/Vin quand le circuit est adapté en impédance (Zin = Zout).
Le graphique a été tracé avec l’open source GRAPH qui permet de tracer rapidement un graphique à partir d’une série de points relevés et enregistrés dans un fichier csv. Les points ont été relevés tous les 0.100 MHz de 13,500 MHz à 15,100 MHz et la fréquence mesurée avec mon fréquencemètre. Le tracé de la courbe est obtenu par interpolation spline cubique. Cela est effectué simplement dans le menu Editer une série de points, en sélectionnant dans l’onglet Marqueurs, l’interpolation Splines cubiques. La courbe obtenue montre que la bande passante à -3db se situe de 13,950 MHz à 14,550 soit une largeur de bande de 0,600 MHz. L’atténuation minimum se situe autour de 14,220 MHz.

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