Transceiver CW 20 m – Oscillateur à réseau déphaseur RC phase shift oscillator

admin — Thu, 09 Oct 2014 12:56:12 +0000

Figure 1 – CW sidetone

Là, posé sur l’établi le fer à souder encore chaud. Je reprends la plume pour rédiger cet article qui s’inscrit dans le projet de refonte de l’étage audio du transceiver qui sera composé des éléments suivants:

filtre CW passe-bande 100 Hz (cellule de Rauch),
préamplificateur passe bande,
oscillateur sidetone,
amplificateur,
mute.

J’ai cru bon commencer par ce qui me semblait le plus simple, l’oscillateur d’écoute locale ou sidetone.

En mode CW, le sidetone est la reproduction du code Morse émis à fréquence audible qui se situe en général de 400Hz à 1000Hz. Ma note préférée se situe autour de 500 à 700 Hz.

Pour obtenir un vrai signal sinusoïdal, agréable à l’oreille, dans cette gamme de basses fréquences, j’ai choisi l’oscillateur à réseau déphaseur RC.

Cet oscillateur est constitué d’un amplificateur inverseur et d’un circuit de réaction composé de 3 cellules RC. Chaque cellule produisant un déphasage de 0° à 90°, le déphasage total sera de 0° à 270° . A la fréquence d’oscillation le déphasage -180° produit par l’amplificateur inverseur est compensé par le déphasage 3*60° produit par les 3 cellule RC. L’expression de la fréquence d’oscillation est f0 = 1/(2πRC√6).

Voilà ! le décor est planté, il ne reste plus qu’à trouver les acteurs !

L’amplificateur inverseur :
Un transistor NPN 2n4401 au β suffisant pour assurer le maintien de l’oscillation.
Composants RC disponibles dans mon stock:
R = 1k, C = 100 nF, f0 = 650Hz,
R = 4,7k, C = 22 nF, f0 = 630Hz, c’est cette combinaison gagnante que je choisis.

En réalité nous verrons que la fréquence sera supérieure à celle calculée et se situera dans la gamme qui m’intéresse de 700Hz.

« Je n’ai fait celle-ci plus longue que parce que je n’ai pas eu le loisir de la faire plus courte » Blaise PASCAL, Les Provinciales (1656-1657).

Je pensais régler ce petit circuit en quelques heures. Comme d’habitude, j’ai commencé par collationner les schémas extraits d’internet. Méthodiquement, j’ai simulé chaque type de circuit avec LTSPICE en l’adaptant à mes composants. Certains ne passent pas la simulation LTSPICE. Ceux qui passent le test sont ensuite montés sur la protoboard. Les résultats sont étonnants. En réalité l’oscillateur s’avère capricieux. Le démarrage de l’oscillation difficile. Toutes les combinaisons RC ne fonctionnent pas. J’ai donc repris entièrement la conception du circuit pour l’adapter à mon cas.

1. Conception de l’oscillateur

Figure 2 – RC phase-shift oscillator

Cahier des charges

Type : oscillateur à réseau déphaseur RC représenté figure 2.
Fréquence : 500 à 700Hz.
Amplificateur inverseur à transistor NPN 2n4401: Gain β > 150 à 10mA.
Fréquence ajustable par résistance variable: 200Hz environ.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re découplée. Sa polarisation en tension est obtenue par le pont de base diviseur de tension formé des résistances R1 et R2.

On pose :
Tension d’alimentation Vcc = 13,8V
Courant de collecteur de repos Ic = 10mA
Tension d’émetteur Ve = 3V
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 3V + 0,7V = 3,7V
Tension de collecteur Vc = 6V soit Vce = 3V
Cellule RC : 4,7KΩ et 22nF soit f0 = 630 Hz (la fréquence réelle sera supérieure).

On calcule :
Résistance d’émetteur Re = Ve/Ie = 3V/10mA= 300Ω avec Ie ≈ Ic.
Courant Ib = Ic/β = 10mA/150 = 0,067mA.
Courant du pont de base Ip = 10Ib = 0,670mA.
Résistance R2 = Vb/Ip = 3,7V/0,670mA = 5,6KΩ valeur normalisée.
Résistance R1 = (Vcc-Vb)/(Ip+Ib) = (13,8V-3,7V)/(0,670mA+0,067mA) = 15KΩ valeur normalisée.
Courant dans la première résistance R Ir = Vc/R = 6V/4,7KΩ = 1,3mA.
Résistance de collecteur Rc = (Vcc-Vc)/(Ic+Ir) = (13,8V-6V)/(10mA+1,3mA) = 680Ω valeur normalisée.
Ra est une résistance variable en série avec la dernière résistance R du réseau RC, elle permet de choisir la note dans la plage 500 à 700Hz. Sa valeur 10KΩ a été déterminée empiriquement par les essais.
Réactance de la capacité de découplage de l’émetteur XCe = 0,1Re = 0,1*300Ω = 30Ω.
Capacité de découplage de l’émetteur Ce = 1/(2π*100Hz*30Ω) = 53uF = 100uF valeur normalisée.

Figure 3 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime continu

La figure 3 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Analyse en régime variable

La sortie de l’oscillateur est chargée par une résistance de 10KΩ qui représente le potentiomètre de gain à l’entrée de l’amplificateur audio. La figure 4 montre les courbes des tensions et courants principaux du circuit, tracées en faisant varier la résistance Ra en série avec R, pour connaître la plage de variation de la fréquence. Nous obtenons dans le fichier SPICE Error Log le résultat de la mesure:

Measurement: f[m] step 100/(t2-t1) 1 787.295 2 698.989 3 641.381 4 618.022

De Ra = 0 à 5KΩ la fréquence varie de 787 à 618Hz. Nous verrons plus loin que la fréquence réelle sera inférieure. Au delà, la simulation ne montre plus d’oscillation. Nous verrons qu’en pratique il n’en est rien.

Figure 4 – LTSPICE Analyse en régime variable

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Prototypage

L’ oscillateur est monté sur protoboard. La sortie connectée à mon fréquencemètre. Différentes valeurs de Ra sont connectées:
Ra = 0, f0 = 704Hz,
Ra = 1KΩ, f0 = 672Hz,
Ra = 4,7KΩ, f0 = 576Hz,
Ra = 8,2KΩ, f0 = 528Hz.
Je note que la fréquence reste très stable.

Figure 5 – Oscillateur: mesure du signal de sortie

Mesure du signal

La sonde passive x10 de l’oscilloscope est connectée à la sortie de l’oscillateur sur la charge de 10kΩ qui tient lieu de potentiomètre de gain à l’entrée de l’amplificateur audio. Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 1ms/cm. La figure 5 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 2,4cm*10*10mV/cm = 240mV, T = 1,8cm*1ms/cm = 1.8ms, F = 1/T = 555Hz. Ces valeurs me conviennent parfaitement. Je note aussi que l’oscillation fonctionne pour Ra > 5KΩ contrairement à la simulation.

Il m’a semblé intéressant aussi de mesurer le β du 2N4401 FAIRCHID semiconductor utilisé pour le test dans les conditions réelles.

Je mesure au multimètre:
Vcc = 13,75V
Vc = 6,10V
Ve = 2,98V
Vb = 3,65V
R1 =14,83KΩ
R2 = 5,59KΩ
Re =0,298KΩ
Ces valeurs correspondent tout à fait à celles obtenues en simulation.
Je calcule:
Ie = 2,98V/0,298KΩ = 10mA
Ir2 = 3,65V/5,59KΩ = 0,653mA
Ir1 = (13,75V-3,65V)/14,83KΩ = 0,681mA
Ib = Ir1 – Ir2 = 0,681mA – 0,653mA = 0,028mA
Ic = Ie – Ib = 10mA – 0,028mA = 9,972mA
β = Ic/Ib = 9,972mA/ 0,028mA = 356 (la datasheet de FAIRCHILD indique hfe Small-Signal Current Gain, min = 40 max = 500 @ IC= 1.0 mA, VCE= 10 V).

J’ai testé le montage avec d’autres transistors en gardant Ra=0. Voici les résultats:
2N3904
Vcc = 13,69V
Vc = 6,48V
Ve = 2,78V
Vb = 3,52V
β = 166
oscillation: oui

2N2222A
Vcc = 13,78V
Vc = 6,14V
Ve = 2,97V
Vb = 3,64V
β = 301
oscillation: oui

BC547C
Vcc = 13,73V
Vc = 6,01V
Ve = 3,01V
Vb = 3,67V
β = 480
oscillation: oui

Figure 6 – CW sidetone

2. Application – CW sidetone

Afin de valider l’expérience, j’ai monté le sidetone complet figure 6. La sortie de l’oscillateur est connectée à l’amplificateur audio LM386. La résistance R7 = 100 KΩ connectée à la sortie de l’oscillateur a 2 rôles: elle divise la tension de sortie par 10 environ pour éviter l’écrêtage du signal à l’entrée du LM386 (0.4V maxi), elle évite l’étouffement de l’oscillation sur toute la course du potentiomètre de gain.
Le circuit est câblé sur une plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm ( figure 1 et figure 7).
On trouve maintenant sur Ebay des modèles de ce type d’excellente qualité pour 45 centimes environ en les achetant par paquet de 5 ou plus.
Le montage fonctionne correctement. La note est ajustée au moyen de la résistance variable. Il est bien sûr possible de monter un potentiomètre en résistance variable pour sortir la commande sur le panneau du transceiver. Ce montage peut encore servir à l’entraînement au code Morse.

Figure 7 – CW sidetone (verso)

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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