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Transceiver CW 20 m – Amplificateur de puissance RF power amplifier

admin — Fri, 22 Nov 2013 15:22:02 +0000

Vita brevis, ars longa. L’année s’achève déjà. J’arrive au dernier étage de mon transceiver. Je me suis orienté a priori vers l’utilisation des transistors de commutation MOSFET qui sont utilisés en commutation rapide de haute puissance. Le modèle IRF510, l’un des plus utilisés en QRP, est disponible pour moins de 1 euro. Pour quelques euros il est possible de se construire un PA QRP. Le net foisonne d’exemples d’ amplificateur de puissance RF. En reproduire un serait certes un bon exercice de soudure mais me laisserait sur ma faim. Je veux en savoir un peu plus sur ces composants et faire ma propre expérience.

Un excellent document de NA5N, Paul Harden, traite des amplificateurs MOSFET en classe C,D,E et F. Il m’a servi de guide principal pour réaliser cet article. Au préalable, un peu de théorie très utile avec les documents de Joël Redoutey F6CSX et Philippe Roux.

1. Cahier des charges:

un seul transistor MOSFET IRF510,
QRP, 2W à 5W,
filtre passe-bande séparé.

2. Caractéristiques du MOSFET IRF510

Le transistor IRF510 est du type canal N à enrichissement. C’est un dispositif qui contrôle un courant au moyen d’un tension. Autrement dit, l’intensité du courant de drain dépendra de la tension de grille-source.

Il faut lui appliquer une certaine tension Vgs positive pour obtenir un courant de drain Id significatif. Tant que la tension de commande n’atteint pas ce seuil Vt, le courant de drain reste quasiment nul. Au delà de la tension de seui Vt, le courant de drain Id suit approximativement de manière linéaire la tension grille-source Vgs. Au delà d’une valeur de saturation Vdsat le courant de drain n’augmente plus.

Il s’agit d’obtenir un fonctionnement correct et optimal de l’amplificateur. La puissance demandée à l’amplificateur entraîne un échauffement du composant. Un choix approximatif du point de fonctionnement entraînera son claquage ou une déformation du signal.

Tracer les courbes caractéristiques permet de faire connaissance avec notre transistor.

2.1. Caractéristique de sortie

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Id = f(Vds)|Vgs paramètre.

Figure 1: IRF510 – Caractéristique de sortie

La figure 2 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 4,5V à 8V au pas de 0,5V. La tension Vds varie de 0 à 14V au pas de 1V. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 2: IRF510 – Graphe de la caractéristique de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.2. Caractéristique de transfert

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de transfert Id = f(Vgs)|Vds constant.

Figure 3: IRF510 – Caractéristique de transfert

La figure 4 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 3V à 8V au pas de 1V. La tension Vds = 13.8V est constante. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 4: IRF510 – Graphe de la caractéristique de transfert

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.3. Analyse

La puissance commandée est remarquable, avec une tension Vgs = 6V et une tension Vds=12V nous avons un courant de drain-source de 4A, ce qui donne une puissance de 12 x 4 = 48W au delà de la limite thermique de 45W indiquée dans la datasheet. Dans cette région notre composant ne survivrait pas.

La région linéaire est courte.

La tension de seuil Vt ≈ 3,8V.

La transconductance g = ΔId/ΔVg ≈ 1 à 2A/V.

3. Analyse en régime continu

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 5: PA – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(in):    0            voltage
V(a):     3.7          voltage
V(out):   6.9e-017     voltage
V(vgate): 3.7          voltage
V(d):     13.8         voltage
V(g):     3.7          voltage
V(vdd):   13.8         voltage
I(C11):   6.486e-016   device_current
I(C9):    1.38e-018    device_current
I(C7):    1.63947e-038 device_current
I(C6):    1.518e-038   device_current
I(C4):    3.03606e-038 device_current
I(C10):  -1.38e-018    device_current
I(C8):    1.38e-018    device_current
I(C5):    6.486e-016   device_current
I(C3):    3.7e-017     device_current
I(C2):    3.7e-019     device_current
I(C1):    3.7e-019     device_current
I(L5):    4.44089e-011 device_current
I(L4):    1.38e-018    device_current
I(L3):   -1.38e-018    device_current
I(L2):   -1.38e-018    device_current
I(L1):   -4.46143e-011 device_current
I(R3):   -0.00037      device_current
I(R2):    4.44089e-017 device_current
I(R1):   -4.7581e-017  device_current
I(Rload): 1.38e-018    device_current
I(V3):   -0.00037      device_current
I(V1):   -4.36557e-011 device_current
I(V2):    3.7e-019     device_current
Id(M1):   1.19247e-010 device_current
Ig(M1):  -8.84454e-011 device_current
Is(M1):  -3.0802e-011  device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

le courant Ig est nul,
le courant Id est nul,
le transistor est polarisé à la limite du seuil de conduction.

Figure 6: PA en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4. Analyse en régime variable

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue Vdd en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu est relié au drain. Le rapport de transformation n = 1:2 et le rapport d’impédance 1:4.

Figure 7: PA – En régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4.1. Graphe des tensions et courants

Le schéma figure 8 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 8: PA – Simulation LTspice en régime variable

La figure 9 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’entrée Vin = 4Vpp à 14MHz. Cette tension est la tension réelle mesurée qui est fourni par le driver décrit dans l’article précédent. La tension de grille Vg = 3,7V règle le transistor au seuil de conduction. Le graphe vert représente la courbe de variation de la puissance instantanée p = u * i dans la charge résistive pure de 50 Ω. Le courant et la tension sont en phase. L’amplitude de la tension de sortie Vout = 12V. L’amplitude du courant dans la charge IRload = 0.21A. Le wattmètre indiquerait environ (12/√2).(0.21/√2) = 1,25W = 2,5W/2.

Figure 9: PA – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5. Réalisation

5.1. Schéma

La figure 10 ci-dessous montre le schéma du PA avec le filtre de sortie. La tension de grille est obtenue avec un régulateur 5V et une résistance ajustable qui permet de prélever une fraction de cette tension.

Figure 10: Schéma du PA avec son filtre

Télécharger les fichiers Kicad.

5.2. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-2 T50-6 FT50-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateur L1 et L2
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Deux fils de 20 cm torsadés à raison d’une torsion par cm. Répartir uniformément les spires. Très important, la sortie d’une bobine est reliée à l’entrée de l’autre. On comprend mieux en se reportant au schéma simplifié (analyse en régime variable) ci-dessus, les 2 bobines sont ainsi branchées en série et le courant circule dans le même sens.

Filtre L3 et L4
Il est réalisé avec 20cm de fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Répartir uniformément les spires.

Transformateur L5
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,3 mm récupéré dans le culot d’une lampe fluorescente. Le culot de ces lampes contient quelques composants dont le précieux bobinage. Vous pouvez en savoir plus ici ou là. Attention au démontage, ne pas briser le tube de verre, certaines contiennent du mercure. Le bobinage est maintenu à l’aide d’une bande autocollante récupérée sur un tore d’une alimentation de PC.

5.3. Charge fictive (antenne fictive)

J’ai soudé en parallèle 10 vintage résistances au carbone non inductive de 470Ω 2W.

5.4. Circuit imprimé

Le PA est câblé sur une plaque d’époxy de 53x53mm. Le filtre est câblé sur une plaque de 53x20mm. Les plaques sont enduites entièrement et copieusement au feutre noir BIC Marking ONYX permanent. Les îlots sont tracés avec une pointe à tracer. Après gravure au perchlorure de fer et nettoyage, le circuit est étamé avec de la pâte à étamer Castotin sp 5423 acheté dans un magasin de bricolage. La pâte est étalée à l’aide d’un pinceau sur le circuit. Inutile d’en mettre beaucoup. Elle est chauffée avec un décapeur thermique. Ne pas chauffer trop longtemps. Dès que le circuit est couvert, arrêter. La photo 1 ci-dessous, montre le résultat obtenu. On remarque que la finesse du tracé permet de souder les minuscules composants CMS 0805 et 1206 entre chaque îlot. On note aussi la différence d’étamage avec les premiers circuits du DRIVER et du MIXER étamés avec de la soudure au fer chaud. Le transistor IRF510 est fixé sur un radiateur de bonne taille. La dissipation thermique peut lui sauver la vie! Le bloc est placé à côté du DRIVER et de l’antenne. La ligne Vdd est reliée à l’alimentation 13,8V, l’entrée du PA est reliée et la sortie du DRIVER, la sortie du PA est reliée au filtre, la sortie du filtre est reliée pour l’instant à une charge fictive de 50Ω.

Photo 1: Circuit imprimé du PA

6. Test

6.1. Mesure des tensions continues smoke test

Avant câblage du transistor IRF510, le circuit est mis sous tension pour régler la tension de seuil à 2,5V. Pour ce faire, la résistance ajustable est placée à mi-course. Pour l’instant ce réglage n’est pas modifié. Après mise hors tension, le transistor est ensuite câblé. Mettre sous tension. Vérifier les tensions grille Vg=2.5V et drain Vd=13.8V.

6.2. Dispositif

La sortie du filtre est connectée uniquement à la charge fictive de 50Ω.
Tension Vg=2.5V. Compte tenu de la dispersion des caractéristiques de l’IRF510 je me tiens pour l’instant à cette valeur.

6.3. Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Multimètre numérique VICHY 9808 10MΩ.
Sonde HF maison pour le multimètre, construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe.
Fréquencemètre à microcontrôleur PIC maison.

6.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 3.8 Vpp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.

Photo 2: PA- Signal d’entrée provenant du DRIVER

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie sur la charge fictive de 50Ω, Vout ≈ 29 Vpp. L’amplitude de Vout=29/2=14.5V. La mesure effectuée avec ma sonde HF sur le multimètre indique Vout ≈ 12,7VRMS valeur un peu supérieure.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.
Le wattmètre devrait indiquer une puissance de (14,5*14,5)/(50*2) ≈ 2 W. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10 x log P avec P en milliwatt. Avec la puissance mesurée, il vient 10 log 2000 = 33dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB. Je garde pour l’instant cette valeur.

Photo 3: PA- Signal de sortie sur la charge fictive

Références
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 1
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 2
Radiocommunications – Amplificateurs RF de puissance – F6CSX Joël Redoutey
LES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP MOS – F6CSX Joël Redoutey
TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP DE TYPE MOS – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – Commutation Rx/Tx Switching

admin — Thu, 23 May 2013 13:02:50 +0000

Festina lente, voilà plusieurs semaines que je cogite cet article, à lire, à décortiquer des schémas. Après un temps de repos laissant se décanter les idées, j’entame ce sujet passionnant. Toute la difficulté à appréhender le dispositif de commutation vient de sa dispersion dans le schéma électronique. Dispersion inhérente aux fonctions à commuter : RIT qui agit sur le VFO, MUTE qui agit sur l’amplification audio, QSK qui agit sur l’entrée du transceiver, interrupteur ON/OFF qui met sous tension l’émetteur. Mon but consiste à rassembler en un seul chapitre, à synthétiser l’ensemble du dispositif.

1. Description générale

Comme le montre le schéma fonctionnel, j’ai opté pour la commutation électronique. Le manipulateur ou clef reste le seul élément de commutation mécanique utilisé pour initier la commutation électronique. La clef a 2 positions : OFF au repos et ON quand on appuie dessus. Ces 2 événements déclencheurs ont pour effet de commuter les différentes fonctions du dispositif au moyen de transistors.

Pour m’appuyer sur une base solide, je suis parti de schémas publiés par KD1JV. La figure 1 ci-dessous, montre le schéma du dispositif de commutation.

Figure 1: Dispositif de commutation Rx/Tx

Télécharger les fichiers Kicad.

2. Modélisation de la clef

Fidèle à mon habitude, le dispositif sera passé au banc du simulateur LTspice.

Au début il y a une magnifique clef, peut être comme celle-ci, fabriquée par Jean-Claude F6FCO. Comment la modéliser sous LTspice ?

Un switch commandé par une tension.

La figure 2 montre le circuit.

Figure 2: Circuit modèle de la clef

2.1. Subcircuit

Il est basé sur la NET LIST produite par LTspice. Pour créer un subcircuit on se reportera à cet article.

Paramètres du switch:

Ron résistance du switch ON, très faible,
Roff résistance du switch OFF, très élevée,
e1 est le + de la tension de commande,
e2 est le – de la tension de commande,
Vt tension d´enclenchement de l´interrupteur,
Vh tension d´hystérésis à l´enclenchement, si V(e1, e2) < Vt – Vh/2 alors l´interrupteur est ouvert, si V(e1, e2) > Vt + Vh/2 alors l´interrupteur est fermé.

Paramètres du circuit:

duty cycle D = t/T = 0,5,
fréquence F = 2.

Avec ces valeurs, le switch sera ON et OFF 2 fois par seconde. La durée du ON = durée du OFF.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20RxTxSwitch\ltc\key.asc
* KEY - F8EOZ - V 17/05/2013 17:00
* KEY SUBCIRCUIT
* CONNECTIONS: 1
*              | 2
*              | |
.SUBCKT KEY    1 2  PARAMS: D=0.5s F=2
*--------------------------
* Key parameters:
* D = duty cycle = t/T
* where:
* t is the duration that the function is active
* T is the period of the function.
* F = frequency = 1/T
*--------------------------
V1 N001 0 PULSE(1 0 0 10n 10n {D/(F)} {1/F})
S1 0 1 N001 0 MonSW
.model MonSw SW(Ron=0.1 Roff = 10meg Vt=0.5 Vh=0.1)
.ENDS

Symbole

La création d’un symbole est expliquée dans cet article. La définition des attributs est différente. Les paramètres du modèle pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole. Ceci permet d’utiliser un seul symbole pour des ON/OFF différents. La figure 3 ci-dessous montre exactement comment la fenêtre des attributs doit être remplie pour un fonctionnement correct. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut de la clé: D=0.5s F=2 qui pourront être modifiés lors de l’utilisation du symbole.
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire key qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole key.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib key.sub

Figure 3: attributs du symbole key

La figure 4 ci-dessous montre le dessin du symbole. Ces fichiers sont disponibles en téléchargement.

Figure 4: dessin du symbole key

Télécharger les fichiers LTspice.

3. Bloc Key Switch

3.1. Description

La clef commute un transistor PNP 2N3906. Quand la clef est OFF, le transistor au cutoff ne conduit pas. Quand la clef est ON, le transistor saturé conduit. On se reportera à l’article sur le tracé de la caractéristique de transfert en tension qu’il est possible d’obtenir en utilisant LTspice. En sortie 2 lignes, TxVcc qui alimente les premiers étages de l’émetteur et commande le bloc QSK Switch, TxLine qui commande les blocs suivants. La résistance fictive Rload simule la charge représentée par les premiers étages de l’émetteur.

3.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 5: Bloc Key Switch – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(c1):     13.8          voltage
V(txvcc):  13.7459       voltage
V(txline): 13.3544       voltage
V(key):    0.000586371   voltage
V(b1):     12.9007       voltage
Ic(Q1):    -0.0624945    device_current
Ib(Q1):    -0.00585471   device_current
Ie(Q1):    0.0683492     device_current
I(D1):     1.33544e-005  device_current
I(R3):     1.33544e-005  device_current
I(R2):     8.99258e-006  device_current
I(Rload):  0.0624812     device_current
I(R1):     -0.00586371   device_current
I(V1):     -0.0683582    device_current
Ix(u1:1):  0.00586371    subckt_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 6: Bloc Key Switch – Simulation LTspice en régime variable

La figure 7 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La cellule R2C2 retarde la montée et la descente de la tension de la base du transistor Q1, retardant la commutation pour atténuer les key clicks. La diode D1 et la cellule R3C3 retardent la coupure de la tension de TxLine.

Figure 7: Bloc Key Switch – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

4. Bloc QSK Switch

QSK – « Je peux vous entendre au cours de ma transmission » - parfois appelé full break-in, désigne un mode de fonctionnement particulier du code Morse dans lequel le récepteur est activé rapidement pendant les espaces entre les points et les traits, ce qui permet à un autre opérateur d’ interrompre la transmission.

4.1. Description

L’antenne est connectée à la sortie de l’émetteur et à l’entrée du récepteur. En émission, le récepteur doit être isolé de l’antenne. Trois transistors MOSFET canal N 2N7000 s’occupent de cette fonction. M2 relie le récepteur à l’antenne en réception ou l’isole de l’antenne en émission. En raison des courants de fuite de M2, le récepteur n’est pas complètement isolé du signal d’émission, M3 shunte l’entrée du récepteur en émission. La tension de commande TxLine est appliquée à la grille de M3 et à la grille de M1 qui commande M2. Quand la clé est appuyée pour émettre, alors M2 = OFF et M3 = ON. Quand la clé est relâchée pour recevoir, alors M2 = ON et M3 = OFF.

4.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 8 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 8: Bloc QSK Switch – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(mute):   0.000263519   voltage
V(txline): 13.3157       voltage
V(txvcc):  13.7089       voltage
V(key):    0.000585177   voltage
V(b1):     12.8745       voltage
V(rxin):   0             voltage
V(ant):    0             voltage
Ic(Q1):    -0.137103     device_current
Ib(Q1):    -0.00584252   device_current
Ie(Q1):    0.142945      device_current
I(D1):     1.33157e-005  device_current
Id(M3):    0             device_current
Ig(M3):    0             device_current
Ib(M3):    0             device_current
Is(M3):    0             device_current
Id(M2):    0             device_current
Ig(M2):    0             device_current
Ib(M2):    0             device_current
Is(M2):    0             device_current
Id(M1):    0.000137997   device_current
Ig(M1):    0             device_current
Ib(M1):    -2.63934e-016 device_current
Is(M1):    -0.000137997  device_current
I(Rload2): 0             device_current
I(R3):     1.33157e-005  device_current
I(R1):     9.25515e-006  device_current
I(Rload):  0.137089      device_current
I(R2):     -0.00585177   device_current
I(R4):     0.000137997   device_current
I(V2):     0             device_current
I(V1):     -0.143092     device_current
Ix(u1:1):  0.00585177    subckt_current

Télécharger les fichiers LTspice.

4.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Avec cette simulation, j’ai atteint la limite des capacités de calcul et d’affichage de mon ordinateur. J’ai dû en conséquence, limiter la fréquence du générateur d’entrée de l’antenne V2 à 1 MHz et faire preuve de patiente, la simulation dure environ 35 mn.

Figure 9: Bloc QSK Switch – Simulation LTspice en régime variable

La figure 10 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La tension sinusoïdale (V2, F) = (1 V, 1 MHz) est injectée en permanence à l’entrée de l’antenne. Le graphe du haut Vrxin montre que le signal entre dans le récepteur à partir de l’instant où TxLine passe sous la tension de pincement. Ceci correspond aux espaces de temps pendant lesquels il est possible d’entendre un correspondant.
Au même moment Vmute = 13 V = NO_MUTE pendant 50 ms.

Figure 10: Bloc QSK Switch – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers LTspice.

5. Bloc RIT

Le « Receiver Incremental Tuning » ou RIT est la capacité de décaler légèrement la fréquence de réception d’un émetteur-récepteur. Utilisé soit délibérément pour avoir une fréquence d’émission différente de la fréquence de réception et être mieux entendu, soit pour compenser un décalage de fréquence.

5.1. Description

Une diode zener 1N4756 est ajoutée en parallèle sur le circuit d’accord du VFO. Le potentiomètre RV1 permet de faire varier sa capacité en réception.

5.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 11 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Pour simplifier, le circuit simule uniquement la variation de tension. Le potentiomètre est représenté par 2 résistances égales RV1 et RV2.

Figure 11: Bloc RIT – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(c1):     13.8            voltage
V(txvcc):  13.7089         voltage
V(txline): 13.3157         voltage
V(key):    0.000585177     voltage
V(b1):     12.8745         voltage
V(vrita):  3.00356         voltage
V(vritb):  2.99644         voltage
V(vcc6):   6               voltage
V(n001):   3               voltage
V(vrit):   3               voltage
Ic(Q1):    -0.137103       device_current
Ib(Q1):    -0.00584252     device_current
Ie(Q1):    0.142945        device_current
I(C5):     3e-019          device_current
I(C3):     1.33157e-018    device_current
I(C2):     4.24858e-017    device_current
I(C1):     -5.85177e-023   device_current
I(D1):     1.33157e-005    device_current
Id(M4):    0.00299637      device_current
Ig(M4):    0               device_current
Ib(M4):    4.44089e-013    device_current
Is(M4):    -0.00299637     device_current
I(R7):     0               device_current
I(Rv2):    7.12499e-008    device_current
I(Rv1):    7.12499e-008    device_current
I(R6):     0.00299644      device_current
I(R5):     0.00299644      device_current
I(R3):     1.33157e-005    device_current
I(R1):     9.25515e-006    device_current
I(Rload):  0.137089        device_current
I(R2):     -0.00585177     device_current
I(V2):     -0.00299644     device_current
I(V1):     -0.142954       device_current
Ix(u1:1):  0.00585177      subckt_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 12 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 12: Bloc RIT – Simulation LTspice en régime variable

La figure 13 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La tension inverse de diode peut être réglée entre Vritb = 0 V et Vrita = 6 V en réception. Elle reste fixée au repos, en émission, à 3 V. Dans ce cas M4 est ON, Vrita = Vrib = Vcc 6V/2 puisque R5 = R6.

Figure 13: Bloc RIT – Graphe des tensions

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6. Bloc MUTE

Ce module rend muet le récepteur, mais pas trop! Pendant l’émission il laisse passer faiblement le signal pour avoir une écoute locale ou sidetone.

6.1. Description

Un transistor JFET Canal N 2N3819 commandé par la tension MUTE, fait ce travail. Au repos, clef OFF, la tension de grille = 13 V = NO_MUTE, le transistor conduit. En transmission, clef ON, la tension de grille = 0 V = MUTE, le transistor ne conduit pas, le signal est shunté par la résistance R7 qui laisse passer un signal faible.

6.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Pour simplifier et avoir une meilleure lisibilité, le signal MUTE est produit par le générateur d’impulsions V3. A la lumière de la simulation du QSK Switch le Duty Cycle est réglé à 50 ms/500 ms = 0,1.

Figure 14: Bloc Mute – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues en réception quand la clef est OFF:

V(vcc):       13.8          voltage
V(j1g):       13.2447       voltage
V(no_mute):   13            voltage
V(j1d):       13.8          voltage
V(j1s):       13.8          voltage
V(audio_amp): 1.38e-014     voltage
V(proddet):   0             voltage
I(C7):        1.38e-018     device_current
I(C6):        -1.32447e-019 device_current
I(C5):        1.38e-018     device_current
I(D2):        5.55306e-007  device_current
Id(J1):       1.93421e-012  device_current
Ig(J1):       -1.93467e-012 device_current
Is(J1):       4.66634e-016  device_current
I(R8):        -1.38e-018    device_current
I(R7):        1.5358e-016   device_current
I(R6):        -5.55304e-007 device_current
I(R5):        1.93506e-012  device_current
I(V3):        5.55306e-007  device_current
I(V2):        1.38e-018     device_current
I(V1):        -5.55306e-007 device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

6.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice

Figure 15: Bloc MUTE – Simulation LTspice en régime variable

La figure 16 ci-dessous, montre le graphe des tensions. La valeur du condensateur C6 initialement prévue à 100 nF a été ramenée à 10 nF. En effet, avec 100 nF le temps de montée de la tension de grille était trop long pour obtenir un fonctionnement correct.

Figure 16: Bloc MUTE – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers LTspice.

7. Réalisation – Tests

Après une pause de plusieurs mois contrainte par un problème de santé, je reprends la plume et le fer à souder.

Je simplifie le problème en le divisant en plusieurs étapes. D’abord, je vérifie le bon fonctionnement du récepteur seul en déconnectant l’émetteur, ensuite le fonctionnement de l’émetteur.

7.1. Bloc Key Switch et QSK Switch

Pour des raisons pratiques, j’ai réalisé en même temps ces 2 blocs.

7.1.1. Circuit imprimé

Suivant la méthode modulaire, chaque bloc est câblé séparément sur 2 plaques identiques. La photo 1 ci-dessous, montre les circuits réalisés sur 2 plaques d’époxy cuivrées simple face de 32 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 2 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 4 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 2×4 = 8 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse soudés à la carte mère. Les 2 blocs sont disposés côte à côte près de l’entrée du récepteur. La ligne TxVcc et la ligne Mute ne sont pas encore connectées.

Photo 1: Circuit imprimé des blocs Key Switch et QSK Switch

7.1.2. Test

Le test que je me propose de faire ici est simple:

s’assurer que le récepteur fonctionne correctement après l’insertion dans le circuit des blocs Key Switch et QSK Switch.
s’assurer que le récepteur est isolé de l’antenne en mode émission.

Pour ce faire:

toute la chaîne d’émission est mise hors tension: oscillateur, mélangeur, pré-driver, driver,
l’antenne est connectée à fiche BNC,
le récepteur est calé sur une station en train d’émettre.

Je vérifie que le récepteur fonctionne comme avant l’insertion des 2 blocs. Un simple bout de fil volant simule la clé et sert à mettre ou non l’entrée Key In à la masse (voir photo 1 ci-dessus). Je vérifie que la réception est coupée ou non.

7.2. Bloc Mute

7.2.1. Circuit imprimé

Cette fois j’ai un peu modifié ma méthode de fabrication. A l’exception du transistor tous les composants sont des CMS ou SMD 1206 ou 0805. J’obtiens un circuit plus compact et plus clair. Le circuit est toujours composé d’îlots identiques juxtaposés. La taille des îlots a été réduite à 6×6 mm. Un ou plusieurs îlots pouvant être réunis pour n’en former qu’un seul. Seul les îlots utiles sont gravés ce qui rend un peu plus compliquée la gravure. Un espace de 4mm environ est réservé pour la masse tout autour du circuit. Mieux qu’un long discours, la photo 2 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur 1 plaques d’époxy cuivrée simple face de 32 x 24 mm. Cette plaque a été enduite totalement au feutre noir non effaçable. Le circuit a été gravé avec une pointe à tracer puis plongé dans un dé à coudre de perchlorure de fer. Le circuit est ensuite étamé à chaud. Nous obtenons ainsi un tracé fin qui permet de souder sans problème les minuscules composants. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse soudés à la carte mère. La ligne NO_MUTE n’est pas encore connectée.

Photo 2: Circuit imprimé du bloc Mute

7.2.2. Test

Le test que je me propose de faire consiste à:

s’assurer que le récepteur fonctionne correctement sans Mute,
s’assurer que le signal audio du récepteur est très faible en position Mute.

Pour ce faire:

le bloc QSK est déconnecté,
l’antenne est connectée à fiche BNC, relié directement au filtre passe-bande sans passer par le bloc QSK qui est shunté,
Une charge fictive de 50 Ω est reliée à la sortie du driver du PA qui n’est pas relié à l’antenne pour ne pas polluer l’éther,
la ligne NO_MUTE n’est pas connectée (en l’air),
le bloc Mute est connecté à la carte mère, masse et Vcc,
le récepteur est calé sur une station en train d’émettre.

Surprise! Ce petit circuit m’a donné beaucoup de fil à retordre. Seul un bourdonnement vibrait dans le casque. Je changeais tous les composants du circuit et remplaçais le 2N3819 par un MPF102. Miracle! Le récepteur fonctionne. Etait-ce un composant défectueux ? Je ne sais pas. Un petit bout de fil à la main je connecte l’entrée NO_MUTE – active au niveau bas – du circuit à la masse, je constate que la réception est fortement affaiblie. Le circuit fait bien son travail! Au passage je suis étonné de la qualité de ce premier petit récepteur. Les essais ont été réalisés le samedi 19 octobre 2013 entre 19h00 et 20h45 heure locale entre 14 et 14, 050 Mhz. Une foule de stations arrive dans les écouteurs : Allemagne, Lithuanie, Bulgarie, Russie et à mon grand étonnement je capte un CQ de K2NV du NYQP New York State QSO Party sur 14,047456Mhz. Mon antenne est un dipôle taillée pour le 20m mais pour l’instant placée provisoirement à l’étage du QTH, les 2 branches du dipôle se frayant un passage là où elles peuvent!

7.3. Bloc RIT

7.3.1. Circuit imprimé

Méthode identique au bloc Mute. Cette fois pour étamer le circuit, j’ai utilisé la pâte à étamer Castotin sp 5423 acheté dans un magasin de bricolage. La pâte est étalée à l’aide d’un pinceau sur le circuit. Inutile d’en mettre beaucoup. Elle est chauffée avec un décapeur thermique. Ne pas chauffer trop longtemps. Dès que le circuit est couvert, arrêter. La photo 3 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur 1 plaque d’époxy cuivrée simple face de 32 x 26 mm. On remarque que la finesse du tracé permet de souder les minuscules composants CMS 0805 entre chaque îlot. Le bloc est placé à côté du VFO. La ligne Vcc 6V est reliée au VFO et la ligne TxLine au bloc Key Switch.

Photo 3: Circuit imprimé du bloc RIT

7.2.2. Test

Le test que je me propose de faire consiste observer le décalage de fréquence sur l’afficheur du fréquencemètre quand on manipule la clé.

Pour ce faire tous les blocs de commutation sont connectés:

le bloc QSK est connecté,
l’antenne est connectée à fiche BNC,
Une charge fictive de 50 Ω est reliée à la sortie du driver du PA qui n’est pas relié à l’antenne pour ne pas polluer l’éther,
la ligne NO_MUTE est connectée,
le bloc Mute est connecté à la carte mère, masse et Vcc,
le récepteur est calé sur une fréquence dans la bande 20m.

Un petit bout de fil à la main je connecte l’entrée Key du bloc Key Switch à la masse. Je constate en réception que la fréquence est décalée et que le potentiomètre permet de régler le décalage.

Références
The ADC-40 All Discrete Component transceiver Revised 6-23-09 – Steven WEBER KD1JV
The NADC A CW rig using Nearly All Discrete Components – Steven WEBER KD1JV
What_Causes_Clicks? by Tom Rauch W8JI
N5ESE’s Outboard T/R Switch

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

admin — Thu, 25 Apr 2013 15:53:14 +0000

Je réunis dans un même article la description de l’oscillateur et du mélangeur de l’émetteur. L’oscillateur génère le signal de fréquence fixe F = 10,240 MHz de l’émetteur. Le mélangeur reçoit ce signal et celui du VFO pour produire un signal dans la bande de fréquence F = [14 ; 14,350] MHz qui sera ensuite amplifié et dirigé vers l’antenne.

La figure 1 ci-dessous, montre le schéma du circuit.

Figure 1: Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

Télécharger les fichiers Kicad.

1. L’oscillateur

Il comprend 1 seul étage:

1 transistor 2N3904,
oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence peut être calée au moyen d’un condensateur,
fréquence d’oscillation F= 10,240Mhz.

Il n’ y a pas d’étage buffer, le mélangeur réalise l’isolation entre l’oscillateur et le circuit suivant.
On se reportera à l’article décrivant le BFO pour la simulation et la modélisation du quartz.

2. Le mélangeur

J’ai voulu essayer un mélangeur actif construit avec des composants discrets courants, fournissant un haut niveau de sortie. En cherchant, j’ai trouvé un mélangeur construit avec 3 transistors 2N3904. C’est un montage réalisé par KD1JV dans son transceiver ADC-40. Il s’agit d’une réalisation du CA3028 avec des composants discrets.

2.1. Description

Deux transistors forment un amplificateur différentiel. Leurs émetteurs sont reliés entre eux et au collecteur d’un troisième transistor fonctionnant en source de courant constant.
A la sortie j’ai placé un filtre passe bande basé sur le modèle utilisé dans le récepteur.

2.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(txvcc):  13.8         voltage
V(b1):     8.23812      voltage
Ic(Q1):    0.0249514    device_current
Ib(Q1):    8.34458e-005 device_current
Ie(Q1):    -0.0250349   device_current
V(b2):     8.18354      voltage
V(c2):     13.8         voltage
Ic(Q2):    0.00364799   device_current
Ib(Q2):    1.16127e-005 device_current
Ie(Q2):    -0.0036596   device_current
V(b3):     3.62683      voltage
V(c3):     7.49554      voltage
V(e3):     2.87929      voltage
Ic(Q3):    0.0286945    device_current
Ib(Q3):    9.84465e-005 device_current
Ie(Q3):    -0.0287929   device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

les émetteurs de Q1 et Q2 sont au même potentiel,
les bases de Q1 et Q2 sont au même potentiel.

Figure 3: Mélangeur de l’émetteur en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 4: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime variable

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’oscillateur sinusoïdale V3 = 1 Vpp de fréquence F = 10,24 MHz et une tension de VFO sinusoïdale V2 = 1 Vpp de fréquence F = 3,76 MHz. Ce qui permet d’obtenir après filtrage, une tension 170 mVpp de fréquence F = 14 MHz sur 50 Ω en sortie.

Figure 5: Mélangeur de l’émetteur – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. Réalisation

3.1. Circuit imprimé

Suivant la méthode modulaire, l’oscillateur et le mélangeur sont montés sur 2 plaques. La photo 1 ci-dessous, montre le circuit de l’oscillateur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 24 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 2 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 3 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 2×3 = 6 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. De même, La photo 2 ci-dessous, montre le circuit du mélangeur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 = 18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. L’oscillateur placé à proximité du mélangeur est relié à celui-ci par un simple fil très court. Le mélangeur est relié à la sortie du VFO par un cable coaxial 50Ω RG-174. Attention un seul côté du blindage doit être relié au plan de masse.

Photo 1: Circuit imprimé de l’oscillateur de l’émetteur

Photo 2: Circuit imprimé du mélangeur de l’émetteur

3.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

3.3. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-6 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs T1 et T2
Ils sont réalisés avec du fil de cuivre émaillé de 0,9 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Pour réaliser T1, j’ai utilisé 16 cm pour les 8 tours et 21 cm pour les 11 tours. Pour réaliser T2, j’ai utilisé 21 cm pour les 11 tours et 6 cm pour les 2 tours. Répartir uniformément les spires du primaire et du secondaire sur le tore.

3.4. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V. La tension réelle TxVcc sera inférieure à cette valeur.

4. Test

4.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

4.2. Dispositif

L’entrée du transistor Q3 du mélangeur est reliée à l’oscillateur de l’émetteur. L’entrée du transistor Q1 du mélangeur est reliée à la sortie du VFO. La sortie du mélangeur est relié au Driver.

4.3. Résultat

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie Vout ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du mélangeur de l’émetteur

Références
The ADC-40 All Discrete Component transceiver Revised 6-23-09 – Steven WEBER KD1JV

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Transceiver CW 20 m – Détecteur de produit

admin — Fri, 21 Dec 2012 17:18:35 +0000

Avec cet article, j’arrive à la fin de la chaîne de traitement du signal IF. Un détecteur de produit est un mélangeur. A sa sortie on obtient le signal BF résultant du produit du signal issu du BFO avec celui issu de l’amplificateur IF.

1. Description

Pour simplifier, j’ai repris l’acquis de l’étude du mélangeur équilibré à diodes. Comme le montre la figure 1, mon détecteur de produit est un mélangeur équilibré à deux diodes. Il est précédé d’un atténuateur, en prévision de l’évolution du transceiver vers la SSB, le détecteur de produit sera alors utilisé comme mélangeur équilibré, l’atténuateur (en sortie) limitera alors les pertes par réflexion (return loss). Mais ceci fera l’objet d’une analyse ultérieure. L’équilibrage est obtenu dans la partie réactive par un condensateur fixe C1 est un condensateur ajustable C2. La partie résistive est équilibrée par deux résistances égales R1 et R2. L’atténuateur a été calculé avec la méthode décrite dans l’article Atténuateur en pi.

Figure 1: Détecteur de produit

Télécharger les fichiers Kicad.

2. Analyse en régime variable

2.1. Le transformateur de sortie T1

Le transformateur T1 est la copie de celui utilisé pour le mélangeur équilibré à diodes. J’ai utilisé un tore FT37-43 que j’avais en stock acheté chez kits and parts. Ses caractéristiques sont adaptées à cet usage:

Wideband Transformers 5 – 400 MHz
AL = 350 nH/tour².

Le transformateur est fait de 10 tours de 3 fils torsadés. La bobine L1 est connectée au BFO. Les bobines L2 et L3 sont en série. La fabrication de son modèle est expliquée dans l’article décrivant le mélangeur équilibré à diodes.

2.2. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre les signaux obtenus avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 5000u, Maximum Timestep 0.025us
générateur BFO V1: SINE(0 700m 10.2408Meg 0),
générateur IF V2: SINE(0 10m 10.24Meg 0).

Figure 2: Graphe des tensions et courants

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. Réalisation

3.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 56 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8mm, 7 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×7 =21 îlots de 8x8mm. Il y a de la place, quelques îlots sont en réserve.

Photo 1: Circuit imprimé du détecteur de produit

7.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Le condensateur C2 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,20 mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

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Transceiver CW 20 m – Filtre à quartz – Crystal ladder filter

admin — Sun, 30 Sep 2012 11:05:01 +0000

A la minute où je commence à rédiger cet article, je viens d’achever la réalisation de mon premier filtre à quartz. Un circuit simple, somme toute, composé de 4 quartz et de 5 condensateurs. Tout le travail réside dans la préparation et le choix d’une méthode que tout un chacun peut mener à bien.
Voici la méthode que j’ai suivie :

Mesurer les paramètres des quartz, choisir une méthode de mesure,
Trier les quartz et les sélectionner,
Concevoir le filtre, choisir un outil de calcul,
Simuler le comportement du filtre,
Fabriquer le filtre,
Tester le filtre.

Construire son filtre est non seulement un excellent sujet d’analyse et de recherche mais cela nous permet de choisir nos propres options :

parfaite adaptation du filtre à notre cas, ici par exemple, pour une utilisation en CW avec une bande étroite de 500Hz,
choix du nombre de pôles et de l’impédance,
filtre avec une bande passante réglable.

Paramètres du quartz
Le circuit équivalent du quartz est représenté ci-dessous, figure 1.

Figure 1: Circuit équivalent au quartz

Les paramètres sont les suivants :

Fs : fréquence de résonance série, c’est le point où les réactances inductive et capacitive s’annulent,
Rs : résistance équivalente série du quartz à la résonance Fs, représente la perte d’énergie dans le quartz,
Lm : inductance dynamique du quartz en vibration ou masse vibrante,
Cm : capacité dynamique du quartz en vibration ou élasticité,
Co : capacité statique du quartz due au support, au boîtier, aux électrodes et fils de connexion,
Q : perte totale d’énergie dans le quartz placé dans un circuit.

Mesure des paramètres du quartz – Choix d’une méthode de mesure
Le web fournit une documentation abondante et excellente sur le sujet. Je vous invite préalablement à la lire. J’en retiens l’excellente étude comparative et synthèse de Nick Kennedy, WA5BDU « Crystal characterization and crystal filter design An overview of tools and techniques Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008 » et la méthode de David Gordon-Smith, G3UUR, popularisée par Wes Hayward, W7ZOI, décrite dans le document du Dr Andrew Smith, G4OEP « Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal » et le document de Jack R. Smith K8ZOA « Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006 » . C’est cette dernière méthode que j’ai appliquée pour la réalisation de mon filtre et le document de Jack R. Smith K8ZOA. Le principe de la méthode reste simple. Le quartz est inséré dans un oscillateur Colpitts en série avec un condensateur de 30pF. On relève la fréquence de sortie. Puis on shunte le condensateur et on relève la nouvelle fréquence. L’application des formules simplificatrices permet de trouver les valeurs de Cm et Lm avec une bonne précision.

Les formules à appliquer :

(1)
(2)
(3)

Cs = condensateur placé en série avec le quartz
F = fréquence avec Cs
Fs = fréquence sans Cs (Cs shunté)
Δf = F – Fs

Circuit de mesure
J’ai construit l’oscillateur décrit à la page 15 du document de WA5BDU et à la page 4 du document de K8ZOA, extrait et photos 1 et 2 ci-dessous. Pour la mesure, le quartz est fixé solidement sur les 2 bornes à visser rouge et noire. Pour la mesure nécessitant le shunt du condensateur de 30pF en série avec le quartz, un gros fil est ajouté et fixé solidement sur les 2 bornes à visser noires (évitez l’interrupteur). Le circuit est alimenté par une alimentation de 13,8V. La sortie est connectée au fréquencemètre. Le circuit imprimé est soudé sur une carte mère en époxy portant les connecteurs, elle-même vissée sur 2 cornières en aluminium coupées à dimension, donnant à l’ensemble une grande rigidité.

Méthode G3UUR: oscillateur – Extrait

Photo 1: Oscillateur G3UUR vu de dessus

Photo 2: Oscillateur G3UUR vu de dessous

Quartz
J’ai acheté sur Ebay un lot de 50 quartz HC-49/U-S de 10,240MHz. Il est conseillé que les quartz soient du même fabricant et du même lot mais cela est impossible à vérifier. J’ai numéroté au feutre chaque quartz de 1 à 50.
Nota: il semble que le facteur Q des quartz HC-49/U soit plus élevé que celui des quartz HC-49/U-S. Il est donc conseillé d’utiliser le modèle HC-49/U. Néanmoins, n’ayant que le modèle HC-49/U-S sous la main je vais l’utiliser pour construire mon filtre.

Mesure – Feuille de calcul
Chaque quartz est passé sur l’oscillateur. Les 2 fréquences relevées sont notées sur une feuille de calcul créée à l’aide du tableur OpenOffice. Je ne peux mesurer la valeur exacte de la capacité statique Co, mon capacimètre ne peut mesurer les valeurs < 10pF. Mais il me montre, néanmoins, que Co < 10pF. La datasheet de ce genre de quartz donne en général pour Co une valeur maximale de 7pF. J’ai pris une valeur moyenne de 3,5pF.
Description des colonnes :

Colonne A : Num = numéro du quartz,
Colonne B : F0 = fréquence avec shunt du condensateur série,
Colonne C : F30 = fréquence avec condensateur série,
Colonne D : DeltaF = écart de fréquence F30 – F0,
Colonne E : C0 = capacité statique,
Colonne F : Cm = 2*(C0+Cs)*DeltaF/F0,
Colonne G : Lm = 1/(((2*PI()*F0)^2)*Cm),
Colonne H : Fnominal = fréquence nominale du quartz = 10,240000MHz,
Colonne I : Cs = capacité montée en série avec le quartz pour la mesure F30 = 30pF.

Tri du tableau – Sélection des quartz
J’ai ensuite trié le tableau dans l’ordre croissant de F0 et F30 pour examiner les groupes de quartz de fréquences identiques ou proches. La règle est que la fréquence des quartz doit se trouver dans un intervalle de 10% de la bande passante. Soit 50Hz pour une bande passante de 500Hz. Pour fabriquer mon filtre à 4 quartz, j’ai extrait les quartz numéro 8, 6, 36, 33. Voir figure 2 ci-dessous, l’extrait du tableau.

Figure 2: Extrait du tableau de mesure trié

Télécharger le tableau de calcul.

Conception du filtre – Choix d’un outil de calcul
La conception des filtres est devenue aisée avec les outils de calcul développés pour nos ordinateurs personnels. Plusieurs outils gratuits sont disponibles, à ma connaissance : AADE Filter Design, Ladpac + GPLA, DISHAL de DJ6EV. Il existe aussi des calculateurs sur le web comme Crystal ladder filters de Giangrandi. Après essais, j’ai retenu DISHAL.

DISHAL fournit un moyen simple et pratique de calcul des composants du filtre à quartz.
Caractéristiques :

nombre de quartz (pôles) de 2 à 14,
couvre les filtres Butterworth et Chebyshev (jusqu’à -3 dB d’ondulation en bande passante),
calcul précis des valeurs du filtre de type Cohn,
calcule une configuration Cohn avec une ondulation en bande passante très faible,
tous les quartz du filtre sont supposés avoir les mêmes paramètres (Fsérie, Lm, Cm, Co),
les quartz sont traités comme des résonateurs sans pertes.

Utilisation
Mon filtre doit avoir les caractéristiques suivantes :

4 quartz,
type Chebyshev avec -0,3db d’ondulation en bande passante acceptée,
bande passante 500Hz,
Lm = 36,1mH (1),
Cm = 6,70fF (1),
Fsérie = 10238,016KHz (1).

Ces valeurs sont entrées dans la première ligne en haut de la fenêtre sous le menu, figure 3 ci-dessous. En cliquant sur le bouton Calculate on obtient :

la courbe de réponse du filtre,
l’impédance du filtre = 74,1Ω,
la fréquence centrale du filtre = 10238,320KHz,
les capacités Cs1=236,6pF, Ck23=236,6pF, Ck12=195,1pF du filtre figure 4, ci-dessous,
la fréquence de résonance parallèle Fp=10247,802KHz,
les bandes passantes à 6, 20, 40, 60, 80, 100dB qui renseignent sur la forme de la courbe.

Note (1) : DISHAL ne permet d’entrer que les paramètres d’un seul quartz de la série, j’ai donc choisi pour valeur de référence, le numéro 36 qui a la valeur médiane. Toutefois, si un quartz s’écarte un peu trop du quartz de référence, en cliquant dans le menu sur Xtal > Xtal Tuning, il est possible après calcul du filtre, de calculer le condensateur à placer en série avec le quartz.

Figure 3: DISHAL fenêtre principale

Figure 4: DISHAL filtre à quartz

Filtre Cohn
Ce type de filtre a pour principal avantage d’utiliser des condensateurs de valeurs identiques pour le couplage et la résonance. En cliquant dans le menu sur Cohn on affiche une fenêtre qui permet de calculer la valeur unique du condensateur Ck. Avec mes paramètres Ck = 216,5pF. Se reporter au document d’aide qui est très bien fait.

Simulation LTspice
Comme d’habitude, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
réutilisation dans d’autres circuits,
duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer.
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 6 paramètres :

Cs = capacité en série du filtre,
Ck12 Ck23 = capacité en parallèle du filtre,
Cm = capacité dynamique du quartz en oscillation,
Lm = inductance dynamique du quartz en oscillation,
Co = capacité statique du quartz.

Il suffit de modifier ces valeurs pour obtenir un autre filtre.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20XTALFilter\ltc\XTALF4_10M24CH.asc
* TRANSCEIVER CW 20m F8EOZ - XTAL Ladder Filter 10,240MHz - V 02/10/2012 15:00
* XTALF4_10M24CH XTAL Ladder Filter SUBCIRCUIT
* CREATED ON 14/08/2012 AT 18:00
* CONNECTIONS:         In
*                      | Out
*                      | |
.SUBCKT XTALF4_10M24CH 1 2  PARAMS: Cs=236.6p Ck12=195.1p Ck23=236.6p Cm=6.70f Lm=36.1m Co=3.5pf
*--------------------------
* Filter parameters:
* 4 pôles crystal ladder filter Chebyshev
* Cs-X1------X2------X3------X4-Cs
*        |       |       |
*      Ck12    Ck23    Ck12
* Cs = in and out serial capacitance
* Ck12 Ck23 = parallel capacitance
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
C1 N001 P001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Cs1 P001 1 {Cs}
Ck1 N001 0 {Ck12}
Ck2 N002 0 {Ck23}
Cs2 2 P002 {Cs}
C2 N002 N001 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C3 N003 N002 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
C4 P002 N003 {Cm} Lser={Lm} Cpar={Co}
Ck3 N003 0 {Ck12}
.ends

Noter que LTspice utilise le composant condensateur pour représenter le quartz. Les paramètres du quartz Lser, Cpar, Rser, sont traités comme des propriétés du condensateur.
Ce fichier XTALF4_10M24CH.lib est enregistré dans le répertoire …/LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 5, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. La courbe de réponse est obtenue avec le paramètre S21. Il faut noter que la résistance en série qui existe dans le modèle équivalent du quartz, n’est pas utilisée ici. Elle introduira une atténuation.

Figure 5: Courbe de réponse du filtre à quartz

Télécharger les fichiers de simulation.

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,4 x 2,1 cm, photo 3 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage qui est un peu particulier : 3 lignes de 7mm. La première ligne, ligne de masse pour le boîtier des quartz, n’est pas fractionnée. La 2ème ligne est fractionnée en 5 parties : 10mm, 3x8mm, 10mm. La 3ème ligne est fractionnée en 3 parties : 10mm, 24mm, 10mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Composants
J’ai utilisé pour ce circuit des composants CMS ou SMD 0805 NP0 +- 10% 180pF et 220pF achetés sur Ebay que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le boîtier des quartz est soudé à la masse.
J’ai choisi de ne pas placer pour l’instant de trimmer en parallèle sur chaque condensateur. Je verrai après le test s’il faut corriger.

Photo 3: Circuit imprimé du filtre à quartz

Test
Dispositif
Le circuit est relié directement à la sortie de l’amplificateur post-mélangeur.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie du filtre = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14,095MHz (fréquence dans la bande 20m).
Commutateur du VFO placé sur la bande 2.

Résultat
Le tracé de l’oscilloscope reste plat… Suspense… En tournant très lentement le potentiomètre du VFO, simple potentiomètre sans vernier démultiplicateur, une superbe sinusoïde bien dessinée apparaît enfin. La recherche de l’accord est très pointu.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 4 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 160mV rms et F ≈ 10MHz.

Photo 4: Signal de sortie du filtre à quartz

Références
Crystal characterization and crystal filter design – An overview of tools and techniques – Nick Kennedy, WA5BDU Joplin, MO April 26, 2008
Deriving G3UUR’s Equation for Motional Capacitance of a Crystal characterization and crystal
Crystal Motional Parameters A Comparison of Measurement Approaches Jack R. Smith K8ZOA 11 June 2006
Simplified Tools and Methods for Measuring Crystals By Jim Kortge, K8IQY
Crystal Ladder Filters for All by Horst Steder, DJ6EV and Jack A. Hardcastle, G3JIR
THE LADDER FILTER REVIVED by Lloyd Butler VK5BR

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Amplificateur RF

admin — Tue, 17 Apr 2012 14:10:43 +0000

Cet étage est basé sur le modèle Common Base Transformer Feedback Norton Amplifier. Cet amplificateur a initialement été décrit par Dr. David E. Norton. Il utilise un amplificateur à base commune qui introduit une contre réaction par transformateur, du collecteur à l’émetteur.

L’amplificateur NORTON

Norton démontre dans une analyse théorique du schéma ci-dessus avec les hypothèses simplificatrices suivantes:
le transistor a une impédance d’entrée nulle et une impédance de sortie infinie,
le gain en courant = 1, que la correspondance des impédances sera obtenue si le rapport de transformation n1: n2: n3 du transformateur satisfait à la condition 1: n: m où n = m2 – m – 1. Il démontre aussi que le gain en puissance est m2.

Le rapport du nombre de tours du transformateur définit le gain et adapte la sortie à la charge. Le résultat est un amplificateur à bruit de phase très faible, et à l’isolement inverse bon dans ma plage d’utilisation.

Dans sa note, Dallas Lankford décrit le résultat des expériences réalisées avec cet amplificateur. Il indique que l’impédance d’entrée dépend et, est égale à l’impédance de charge. De plus, le transformateur de l’amplificateur est un transformateur à large bande, avec une gamme de fréquence qui dépend des paramètres de transformation. Ainsi, la gamme de fréquences pour laquelle l’amplificateur fournit la correspondance entre les impédances d’entrée et de charge, ne dépasse pas la plage de fréquences du transformateur. Les ratios admissibles comprennent 1:1:2, 1:5:3, 1:11:4, 1:19:5, et ainsi de suite. Ainsi, avec un ratio 1:1:2 l’amplification = 4, et le gain = 10 log (4) = 6,02 dB, avec un ratio 1:5:3 l’amplification = 9, le gain = 10 log (9) = 9,54 dB, avec un ratio 1:11:4 le gain = 10 log (16) = 12,04 dB, avec un ratio 1:19:5 le gain = 10 log (25) = 13,98 dB, et ainsi de suite. Le nombre de spires du transformateur peut être modifié pour s’ajuster à la gamme de fréquences de l’amplificateur à condition que le ratio soit maintenu. Par exemple, un amplificateur 1:5:3 peut avoir 1:5:3 ou 2:10:6 ou 3:15:9 tours pour n1: n2: n3 et ainsi de suite. Les points de mise en phase du transformateur indiqués sur le schéma doivent être observés. Comme l’ amplificateur utilise la contre réaction, une inversion serait susceptible d’entraîner l’oscillation de l’amplificateur et en dégraderait les performances.

Application
J’ai repris le schéma de K8IQY. La base du transistor est polarisée avec une LED 2V, 2mA. J’ai simplement remplacé le transistor 2N2222 par le 2N3904 et ajouté un condensateur de liaison C5 = 100 nF entre le filtre passe bande et l’amplificateur. Le tore utilisé est un FT37-43 acheté chez Kits and Parts . Le bobinage 1:11:4 pour obtenir un gain de 12dB dans la bande 14MHz, a été réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0.7 mm récupéré sur un ancien téléviseur. Mini tore calculateur , indique l’inductance pour chaque bobine : 300 nH : 36.3 uH : 4,8 uH. Le bobinage, côté collecteur du transistor est fait de 15 tours de fil avec une prise à 4 tours côté froid. Côté émetteur du transistor, le bobinage est fait d’un fil passé dans le tore côté froid (attention à la phase, voir photo plus bas au paragraphe réalisation).

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Les outils disponibles sur internet permettent de vérifier et de régler les tensions, courants d’un circuit par calcul, de visualiser le fonctionnement d’un circuit par des graphes, d’en modifier le comportement par des paramètres.
J’utilise l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres de simulation
Pour l’étude il est intéressant de paramétrer l’élément fondamental du circuit, le transformateur. Il sera toujours possible ainsi de l’adapter au tore utilisé et à la bande passante désirée. Cela est fait en reprenant le paramètre magnétique du tore appelé inductance factor A_L et en l’utilisant pour calculer les inductances L1, L2, L3 de façon suivante:
.param L=300n (valeur de Al)
L1 = {L} (L1 = 1 tour * Al = 300 n)
L2 = {4*4*L} (L2 = (4 tours)² * Al = 4,800 u)
L3 = {11*11*L} (L3 = (11 tours)² * Al = 36,300 u)
Pour étudier la polarisation du transistor:
.param Rb=3.3k ;2n3904 (polarisation de la base du transistor)
.param Re=56 (résistance d’émetteur)

Simulation 1 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 14 MHz est injectée à l’entrée du circuit au travers d’ une résistance de 47 Ohms et l’on observe la tension à la sortie. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure Tran VoutPP PP V(OUT) (tension pp de sortie)
.measure Tran VxPP PP V(x) (tension pp au point x d’entrée)
.measure Tran VinPP PP V(IN) (tension pp par le générateur)
.measure Tran Zin PARAM 47*VxPP/(VinPP-VxPP) (impédance d’entrée)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
voutpp: PP(v(out))=4.02434 Vpp FROM 0 TO 0.001
vxpp: PP(v(x))=1.02666 Vpp FROM 0 TO 0.001
vinpp: PP(v(in))=1.99613 Vpp FROM 0 TO 0.001
zin: 47*vxpp/(vinpp-vxpp)=49.7726 Ohms

Simulation 2 : analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure AC OUTMAX max mag(V(out)) (Gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz)
.measure AC out1 find mag(V(out)) AT 14Meg (Gain maximum à 14 MHz)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(11.9227dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
out1: mag(v(out))=(11.9218dB,0°) at 1.4e+007

Observations
On constate sur le premier graphe la parfaite amplification du signal. Sur le second graphe on note que la courbe de réponse est plate dans la partie des 14 Mhz et sur une très large bande. Le gain à 14 MHz = 11,92 dB est approximativement le gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz et correspond au gain théorique prévu de 12 dB avec le transformateur 1:11:4.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5 x 3,8 cm. La gravure est simple: 4 x 3 = 12 îlots identiques. Un îlot a été découpé en 2 parties pour le transistor. Cette plaque est soudée au moyen du fil de masse sur la plaque d’époxy cuivrée qui sert de support à toutes les cartes et reliée par un condensateur de 100 nF au filtre passe bande. La photo 1 montre le circuit. Pour obtenir la valeur désirée, certaines résistances sont obtenues en soudant 2 résistances en parallèle. Les condensateurs de découplage de 100 nF sont des CMS 1206. Ces composants minuscules se soudent très facilement en utilisant la technique décrite par Francis THOBOIS. La photo 2 montre comment l’inductance L1 est enroulée sur le tore.

Photo 1

Photo 2

Test
Je me suis assuré d’abord des valeurs des tensions:
alimentation = 13,8 V
aux bornes de la LED = 2 V
jonction base et émetteur Vbe = 0.7 V
aux bornes de la résistance d’émetteur = 1,11 V.
Pas de fumée, tout est OK!

Pour tester le circuit, j’ai utilisé un petit générateur HF. J’ai injecté un signal de 14 MHz à l’entrée du filtre passe bande et observé le résultat à l’oscilloscope.

Photo 3 signal en sortie de l’amplificateur

La mesure donne:
signal à l’entrée de l’amplificateur Vin = 36 mVpp
signal à la sortie de l’amplificateur Vout = 128 mVpp.
Gain en puissance = 10 log Pout/Pin = 10 log Uout²/Uin² quand les impédances Zin=Zout, soit 20 log Uout/Uin = 20 log 128/36 = 11 dB.
La mesure confirme la théorie.

Références
- Common Base Transformer Feedback Norton Amplifiers de Dallas Lankford, 8 VI 94, rev. 21 V 07,
- Development of a low noise high reverse isolation low distortion RF Amplifier de KO4BB,
- Notes on Common-Emitter Transformer Feedback Amplifiers de KE5FX,
- Transistor Amplifier with Impedance Matching Transformer David E. Norton, US Patent 3,891,934, June 1975 (expired)
- A 20 Meter, Discrete Component CW Transceiver Built Manhattan-style de Jim Kortge K8IQY.

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