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Transceiver CW 20 m – Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

admin — Thu, 25 Apr 2013 15:53:14 +0000

Je réunis dans un même article la description de l’oscillateur et du mélangeur de l’émetteur. L’oscillateur génère le signal de fréquence fixe F = 10,240 MHz de l’émetteur. Le mélangeur reçoit ce signal et celui du VFO pour produire un signal dans la bande de fréquence F = [14 ; 14,350] MHz qui sera ensuite amplifié et dirigé vers l’antenne.

La figure 1 ci-dessous, montre le schéma du circuit.

Figure 1: Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

Télécharger les fichiers Kicad.

1. L’oscillateur

Il comprend 1 seul étage:

1 transistor 2N3904,
oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence peut être calée au moyen d’un condensateur,
fréquence d’oscillation F= 10,240Mhz.

Il n’ y a pas d’étage buffer, le mélangeur réalise l’isolation entre l’oscillateur et le circuit suivant.
On se reportera à l’article décrivant le BFO pour la simulation et la modélisation du quartz.

2. Le mélangeur

J’ai voulu essayer un mélangeur actif construit avec des composants discrets courants, fournissant un haut niveau de sortie. En cherchant, j’ai trouvé un mélangeur construit avec 3 transistors 2N3904. C’est un montage réalisé par KD1JV dans son transceiver ADC-40. Il s’agit d’une réalisation du CA3028 avec des composants discrets.

2.1. Description

Deux transistors forment un amplificateur différentiel. Leurs émetteurs sont reliés entre eux et au collecteur d’un troisième transistor fonctionnant en source de courant constant.
A la sortie j’ai placé un filtre passe bande basé sur le modèle utilisé dans le récepteur.

2.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(txvcc):  13.8         voltage
V(b1):     8.23812      voltage
Ic(Q1):    0.0249514    device_current
Ib(Q1):    8.34458e-005 device_current
Ie(Q1):    -0.0250349   device_current
V(b2):     8.18354      voltage
V(c2):     13.8         voltage
Ic(Q2):    0.00364799   device_current
Ib(Q2):    1.16127e-005 device_current
Ie(Q2):    -0.0036596   device_current
V(b3):     3.62683      voltage
V(c3):     7.49554      voltage
V(e3):     2.87929      voltage
Ic(Q3):    0.0286945    device_current
Ib(Q3):    9.84465e-005 device_current
Ie(Q3):    -0.0287929   device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

les émetteurs de Q1 et Q2 sont au même potentiel,
les bases de Q1 et Q2 sont au même potentiel.

Figure 3: Mélangeur de l’émetteur en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 4: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime variable

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’oscillateur sinusoïdale V3 = 1 Vpp de fréquence F = 10,24 MHz et une tension de VFO sinusoïdale V2 = 1 Vpp de fréquence F = 3,76 MHz. Ce qui permet d’obtenir après filtrage, une tension 170 mVpp de fréquence F = 14 MHz sur 50 Ω en sortie.

Figure 5: Mélangeur de l’émetteur – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. Réalisation

3.1. Circuit imprimé

Suivant la méthode modulaire, l’oscillateur et le mélangeur sont montés sur 2 plaques. La photo 1 ci-dessous, montre le circuit de l’oscillateur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 24 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 2 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 3 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 2×3 = 6 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. De même, La photo 2 ci-dessous, montre le circuit du mélangeur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 = 18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. L’oscillateur placé à proximité du mélangeur est relié à celui-ci par un simple fil très court. Le mélangeur est relié à la sortie du VFO par un cable coaxial 50Ω RG-174. Attention un seul côté du blindage doit être relié au plan de masse.

Photo 1: Circuit imprimé de l’oscillateur de l’émetteur

Photo 2: Circuit imprimé du mélangeur de l’émetteur

3.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

3.3. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-6 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs T1 et T2
Ils sont réalisés avec du fil de cuivre émaillé de 0,9 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Pour réaliser T1, j’ai utilisé 16 cm pour les 8 tours et 21 cm pour les 11 tours. Pour réaliser T2, j’ai utilisé 21 cm pour les 11 tours et 6 cm pour les 2 tours. Répartir uniformément les spires du primaire et du secondaire sur le tore.

3.4. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V. La tension réelle TxVcc sera inférieure à cette valeur.

4. Test

4.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

4.2. Dispositif

L’entrée du transistor Q3 du mélangeur est reliée à l’oscillateur de l’émetteur. L’entrée du transistor Q1 du mélangeur est reliée à la sortie du VFO. La sortie du mélangeur est relié au Driver.

4.3. Résultat

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie Vout ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du mélangeur de l’émetteur

Références
The ADC-40 All Discrete Component transceiver Revised 6-23-09 – Steven WEBER KD1JV

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Transceiver CW 20 m – PA Driver

admin — Wed, 20 Mar 2013 17:48:39 +0000

Michel, F6FEO, m’a transmis le schéma d’un driver qu’il utilise dans ses transceivers. W7ZOI est à l’origine du montage. Avant de reproduire ce montage, je ne résiste pas à l’envie d’en analyser le fonctionnement et de le passer au banc du simulateur LTspice.

1. Description

Le schéma figure 1 ci-dessous, montre le circuit. Il comprend 2 étages amplificateur. J’ai ajouté un transformateur de sortie qui abaisse l’impédance dans un rapport 1:4 pour adapter l’impédance de sortie du driver à l’entrée du PA qui est d’environ 10 Ω. Le circuit est alimenté uniquement quand l’émetteur est actionné.

Figure 1: PA Driver

Caractéristiques:

gain en tension 28dB à 14MHz,
impédance d’entrée Zin et de sortie Zout = 50 Ω.

Pour calculer l’impédance de sortie on applique la règle Zin * Zout = R7 * RE
dans laquelle:

RE = R8 * VT/Ic = 3,6 * 25/80 = 3,9
VT est la tension thermique à la température ambiante (≈ 300 K)

D’ où Zout = 680 * 3,9 / 50 = 53 Ω.

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2. 1er étage

Description :

un transistor NPN 2N3904,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur découplée par un condensateur,
collecteur chargé par le transformateur Tr1 qui adapte l’impédance entre les 2 étages dans un rapport de 1:4.

2.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: PA Driver – 1er Etage – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.56176         voltage
V(c1):           12.9187         voltage
V(e1):           0.808187        voltage
Ic(Q1):          0.0366172       device_current
Ib(Q1):          0.000118607     device_current
Ie(Q1):          -0.0367358      device_current
I(L2):           -0.0400587      device_current
I(L1):           -0.0400587      device_current
I(R4):           0.0367358       device_current
I(R3):           0.0400587       device_current
I(R2):           0.0034415       device_current
I(R1):           0.00332289      device_current
I(V1):           -0.0400587      device_current

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Figure 3: PA Driver – 1e Etage en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation qui trace la caractéristique de transfert en tension en régime continu ainsi que la variation du courant Ic.
La résistance de Thévenin équivalente au pont de base Rth = 3,3 *0,47/(3,3+0,47) = 0,410 KΩ.

Figure 4: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe obtenu. On y observe les 3 zones de fonctionnement du transistor :

le Cutoff Ic= 0 ,
la zone linéaire ,
la zone de saturation Ic = constant.

Figure 5: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

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2.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de collecteur R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie Tr1 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 6: PA Driver – 1e Etage en régime variable

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2.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 7: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance d’entrée

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La figure 8 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri varie dans le sens inverse de la résistance de charge Rload. Plus Rload augmente plus Ri diminue. Ri = 50 Ohms @ 14MHz pour Rload = 500 Ohms.

Figure 8: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance d’entrée

2.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 9: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance de sortie

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La figure 10 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 250 Ohms @ 14MHz.

Figure 10: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance de sortie

2.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 7 ci-dessus. La figure 11 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 25 @ 14MHz.

Figure 11: PA Driver – 1er Etage – Graphe du gain en tension

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3. 2ème étage

Description :

un transistor NPN 2N2219A,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur en régime variable,
collecteur chargé par l’inductance L4.

3.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 12 ci-dessous montre le circuit de simulation LTspice.
Le courant circulant dans le pont de base R5, R6 de Q2, circule aussi dans R2. Il est très faible et ne modifie pratiquement pas le point de repos de Q1.

Figure 12: PA Driver – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.55347         voltage
V(c1):           12.8484         voltage
V(e1):           0.800238        voltage
V(b2):           1.04664         voltage
V(c2):           13.7998         voltage
V(e2):           0.282715        voltage
Ic(Q1):          0.036257        device_current
Ib(Q1):          0.000117437     device_current
Ie(Q1):          -0.0363744      device_current
Ic(Q2):          0.0781274       device_current
Ib(Q2):          0.000404641     device_current
Ie(Q2):          -0.0785327      device_current
I(L3):           0.0781274       device_current
I(L4):           0.0781274       device_current
I(L2):           -0.043256       device_current
I(L1):           -0.0396797      device_current
I(R8):           0.078532        device_current
I(R6):           0.00317164      device_current
I(R5):           -0.00357628     device_current
I(R4):           0.0363744       device_current
I(R3):           0.043256        device_current
I(R2):           0.0034227       device_current
I(R1):           0.00330526      device_current
I(V1):           -0.121383       device_current

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Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 13: PA Driver – En régime continu

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3.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de base R5 est shuntée par son condensateur de découplage.
La résistance R7 relie la base au collecteur.
L’inductance L3 de forte valeur se comporte en HF comme une résistance infinie.
Le transformateur de sortie Tr2 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L5 = L6 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 14: PA Driver – En régime variable

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3.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 15: PA Driver – Mesure de la résistance d’entrée

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La figure 16 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri = 185 Ohms @ 14MHz pour Rload = 10 Ohms.

Figure 16: PA Driver – Graphe de la résistance d’entrée

3.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 17 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 17: PA Driver – Mesure de la résistance de sortie

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La figure 18 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 10 Ohms @ 14MHz.

Figure 18: PA Driver – Graphe de la résistance de sortie

3.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 15 ci-dessus. La figure 19 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 24dB @ 14MHz.

Figure 19: PA Driver – Graphe du gain en tension

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3.2.4. Graphe des tensions

La figure 20 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec avec une tension d’entrée sinusoïdale V2 = 100 mVp de fréquence F = 14 MHz. Au delà de 300 mVp à l’entrée le signal est déformé ou écrêté. Ce qui permet d’obtenir 6 Vp maximum sur 50 Ω en sortie.

Figure 20: PA Driver – Graphe des tensions

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4. Réalisation

4.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 =18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. Une résistance provisoire de 10 Ω a été placée en sortie pour le test.

Photo 1: Circuit imprimé du PA Driver

4.2. Composants

4.3. Refroidissement des transistors

Le transistor 2N2219A polarisé en classe A, chauffe. Il faut aider le composant à évacuer la chaleur sous peine de destruction. J’ utilise pour cela un dissipateur adapté au boîtier du transistor.

4.4. Bobinages

La fabrication des bobinages est très simple. J’ai utilisé des tores FT37-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs Tr1 et Tr2
Pour réaliser Tr1, j’ai préparé 2 morceaux identiques de 16 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. J’ai noué une extrémité de ces 2 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43. Important! Le transformateur est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du transformateur. Tr2 est identique à Tr1.

Bobine L4
Couper 15 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43.

4.5. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V.

5. Test

5.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

5.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du mélangeur de l’émetteur dont la description fera l’objet d’un prochain article.

5.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 2: Signal d’entrée du PA Driver

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal de sortie Vout ≈ 3,3 V pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du PA Driver

Le gain en tension Avt = Vout/Vin = 15,4 dB @ 14,100MHz. A comparer avec les 24 dB obtenus en simulation.

Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur audio

admin — Sat, 26 Jan 2013 14:52:52 +0000

Beaucoup d’émotion aujourd’hui, je viens de capter les premiers DIH DAH, les premiers CQ entre 12h et 13h, heure locale, sur la bande 14,010 à 14,030MHz, avec ce transceiver dont les circuits ont été entièrement simulés avec LTspice. L’antenne est un dipôle de ma fabrication, placée pour l’instant dans mon grenier. Pour cela, l’amplificateur audio, dernier étage du récepteur, en termine la réalisation. Sortir un correspondant du QRM n’est pas toujours aisé, aussi je ne conçois l’écoute de la CW qu’au casque. Je me suis donc orienté vers la réalisation d’un amplificateur fournissant quelques dizaines de mW pour alimenter un casque basse impédance.

1 – Cahier des charges :

bande passante de 150 Hz à 8000 Hz sachant que la note sera calée sur 800 Hz à 1000 Hz,
gain en puissance maximum attendu 30dB à 1KHz,
impédance de sortie 16 Ohms,
transistors courants 2N3904.

2 – Description

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit à obtenir. Il comprend 2 étages :

un premier étage Darlington en émetteur commun, amplificateur de courant,
un étage final en collecteur commun adaptant la résistance de sortie au casque basse impédance.

Figure 1: Amplificateur audio

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3 – Etage Darlington

Cet étage est constitué d’une paire de transistors NPN 2n3904. Il est bien adapté en audio et offre un haut niveau de gain en courant. Dans l’analyse qui va suivre, je traite la paire de transistors comme un composant unique.

3.1 – Hypothèses de départ:

courant de collecteur Ic = 2,7 mA, choisi arbitrairement avec l’intention de l’ajuster lors de la simulation, si nécessaire,
1 résistance d’émetteur Re = 100 Ω de rétroaction stabilise le point de repos de la base,
1 résistance de charge collecteur Rc = 1KΩ,
polarisation par pont de base,
commande du gain par potentiomètre logarithmique de 47 KΩ,
gain d’un seul transistor β=300, le gain indiqué ici est celui du modèle SPICE utilisé, en pratique ceux que j’utilise ont un gain de 150 mesuré au multimètre, la résistance d’émetteur gommera la dispersion de ce paramètre,
la tension Vcc = 13,8 V est la tension d’alimentation.

3.2 – Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 montre le circuit en régime continu. Les condensateurs de découplage sont des circuits ouverts. Il reste à calculer la valeur de R1 du pont de base.
Courant de base Ib = Ic/ (β.β) = 2,7 / (300*300) = 30 nA.
Tension d’émetteur Ve = 2,7 * 0,100 = 0,27 V avec Ic peu différent Ic + Ib.
Tension de base Vb = Ve + 2 * Vbe = 0,27 + 2 * 0,6 = 1,47 V.
Courant de polarisation circulant dans le potentiomètre Ip = Vb/47 = 1,47/47 = 32 uA >> Ib.
Tension de collecteur Vc = Vcc – Rc(Ic + Ip) = 13,8 – 1(2,7 + 0,032) = 11,07 V
Résistance R1 = (Vc – Vb) / Ip + Ib = (11,07 – 1,47)/0,032 = 300 K vec Ip peu différent Ip + Ib.

Figure 2: Amplificateur audio – Etage Darlington en régime continu

3.3 – Simulation LTspice en régime continu

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation. J’ai fabriqué un modèle Darlington avec 2 NPN 2N3904. La fabrication d’un modèle est expliquée dans l’article décrivant le mélangeur équilibré à diodes.

Figure 3: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime continu

Les valeurs obtenues ci-dessous, sont très proches des valeurs calculées lors de l’analyse.

V(vcc):          13.8            voltage
V(db):           1.48705         voltage
V(de):           0.278174        voltage
V(dc):           10.9866         voltage
I(R2):           0.00281338      device_current
I(R1):           3.16652e-005    device_current
I(Re):           0.00278174      device_current
I(Rv1a):         3.16397e-005    courant du pont de base Ip=31,64uA
I(Rv1b):         3.16394e-005    device_current
I(V1):           -0.00281338     device_current
Ix(q1:C):        0.00278171      courant de collecteur Ic=2,78mA
Ix(q1:B):        2.56506e-008    courant de base Ib=25,65nA
Ix(q1:E):        -0.00278174     subckt_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3.4 – Analyse en régime variable

Le schéma équivalent aux petites variations en BF de l’étage Darlington est représenté figure 4 ci-dessous.

Figure 4: Amplificateur audio – Etage Darlington – Schéma équivalent aux petites variation en BF

Je me propose de vérifier graphiquement avec LTspice les caractéristiques du Darlington autour du point de repos:

la résistance dynamique rbe,
le gain en courant β,
la transconductance gm,
la résistance interne du générateur de courant dépendant rce,
l’amplification en tension en charge Av,
la résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg) ,
la résistance de sortie Rs vue par la charge Rload,
le gain en puissance Ap.

3.5 – Simulation LTspice en régime variable

1) Résistance dynamique rbe

Le schéma figure 5 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique d’entrée Ib = f(Vbe)

Figure 5: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ib = f(Vbe)

La figure 6 ci-dessous, montre la courbe Ib = f(Vbe) obtenue. La pente (slope) au point de repos est rbe = ΔVbe/ΔIb = 2,24012e+006 = 2,24MΩ. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.

Figure 6: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ib = f(Vbe)

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2) Gain en courant β

Le schéma figure 7 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de transfert Ic = f(Ic)|Vce constant. La tension Vce est celle du point de repos.

Figure 7: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Ib)| Vce constant

La figure 8 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Ib)|Vce=10,7 V, obtenue. La pente (slope) au point de repos est β = ΔIc/ΔIb = 107634 ≈β.β, encore appelé h_fe. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.

Figure 8: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Ib)|Vce constant

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3) Résistance interne du générateur de courant dépendant rce

Le schéma figure 9 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Ic = f(Vce)|Ibe constant. Le courant Ib est celui du point de repos.

Figure 9: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Vce)| Ib constant

La figure 10 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Vce)|Ibe=25,7 nA, obtenue. La pente (slope) au point de repos est 1/rce = ΔIc/ΔVce = 50,4204 uA/V, d’où rce = 19,833KΩ . Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.

Figure 10: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Vce)|Ib constant

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4) Transconductance gm

Le schéma figure 11 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Ic = f(Vbe)|Vce constant. La tension Vce est celle du point de repos.

Figure 11: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Vbe)| Vce constant

La figure 12 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Vbe)|Vce=10,7 V, obtenue. La pente (slope) au point de repos est gm = ΔIc/ΔVbe = 53,1931mS. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.

Figure 12: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Vbe)|Vce constant

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5) Amplification en tension en charge

L’admittance de R1//C3 est Y = 1/R + jCω son impédance est Z = 1/Y
La résistance équivalente en sortie est Req = rce//R2//Rload.
Au noeud C (figure 4) l’équation est:
(ve – vs)|Y| – gm.vbe – vs/Req = 0
or vbe = ve, en regroupant: -ve(gm – |Y|) = vs(|Y| + 1/Req)
d’où vs/ve = -(gm – |Y|) (1/(|Y| + 1/Req))
or 1/(|Y| + 1/Req) = |Z|//rce//R2//Rload
|Z| = 15,893 KΩ à 1 KHz
|Y| = 0,063 mS à 1 KHz
et Av = vs/ve = -(gm -Y)(Z//rce//R2//Rload) = -24 à 1 KHz (le signe indique l’inversion de polarité).
On constante que l’admittance de R1//C3 augmente avec la fréquence et donc diminue le gain.

Le résultat est obtenu directement avec LTspice. Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la courbe représentant l’amplification en tension en fonction de la fréquence du signal à l’entrée. Une charge de 1KΩ égale à la résistance de collecteur est reliée en sortie au travers d’un condensateur C2 se comportant comme un court-circuit aux variations.

Figure 13: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable – Amplification en tension en charge

La figure 14 ci-dessous, montre la courbe de réponse. Av = 22 à 1 KHz.

Figure 14: Amplificateur audio – Etage Darlington – Amplification en tension en charge

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6) Résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg)

Par définition Ri=ve/ig.
La résistance rbe//rv1 = Reqi est en parallèle avec ve
donc Ri = Reqi//(ve/i)
L’admittance de R1//C3 est Y = 1/R + jCω son impédance est Z = 1/Y (voir point 5)
La résistance équivalente en sortie est Req = rce//R2//Rload.
Un courant i crée la tension |Z|i + (Req)i
Un courant de sens inverse crée la tension -gm.ve(Req)
d’où ve = |Z|i + (Req)i -gm.ve(Req)
en regoupant ve(1 + gm.(Req)) = |Z|i + (Req)i
d’où ve/i = (|Z| + (Req)) / (1 + gm.(Req))
et Ri = Reqi//(|Z| + (Req)) / (1 + gm.(Req)) = 600 Ω à 1 KHz.

Le schéma figure 13 ci-dessus permet aussi d’obtenir directement la résistance d’entrée Ri.

La figure 15 ci-dessous, montre que Ri = 707 Ω à 1 KHz. La courbe montre l’influence des capacités du circuit en fonction de la fréquence.

Figure 15: Amplificateur audio – Etage Darlington – Résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg)

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7) Résistance de sortie Rs vue par la charge Rload

Le schéma figure 16 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la courbe représentant l’amplification en tension en fonction de la fréquence du signal à l’entrée. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur eg est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 16: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable – Résistance de sortie

La figure 17 ci-dessous, montre que Rs = 621 Ω à 1 KHz. La courbe montre l’influence des capacités du circuit en fonction de la fréquence.

Figure 17: Amplificateur audio – Etage Darlington – Résistance de sortie

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8) Gain en puissance Ap

Ap = 10 log(Av².Ri/Rs) = 27 dB à 1 KHz.
Il est intéressant de remarquer que le modèle de simulation de la figure 13 permet d’obtenir directement le résultat comme le montre la figure 18 ci-dessous.

Figure 18: Amplificateur audio – Etage Darlington – Amplification en puissance et en tension en charge

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4 – Etage de sortie

Il adapte la sortie à la basse impédance du casque. Cet étage est constitué d’un transistor NPN 2n3904 en liaison directe avec l’étage Darlington.

4.1 – Analyse en régime continu

La liaison entre les 2 étages est directe.
Vc Darlington = 11,07 V = Vb étage de sortie.
Ve étage de sortie = 11,07 – 0.6 V = 11,01 V.
Le courant Ic de l’étage de sortie = 11,01 /( 470 + 16 ) = 23 mA.
La simulation avec LTspice donne Ic = 20 mA.

4.2. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 19 ci-dessous montre le circuit de simulation. Pour simplifier, l’écouteur est simplement représenté par une résistance de charge de 16 Ω.

Figure 19: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – graphe des tensions et courants

Le schéma figure 20 ci-dessous, montre les signaux obtenus en injectant à l’entrée un signal de 1 mVpp de 1 KHz.

Figure 20: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – Graphe des tensions et courants

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4.3. Courbe de réponse en fréquences du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 21 ci-dessous, montre la courbe obtenue avec les options suivantes:

simulation AC,
générateur d’entrée V2: AC Amplitude = 1 V,
variation du potentiomètre de gain Rv1 en fonction de 4 valeurs du paramètre m = 0.25 0.5 0.75 0.999.

Le gain en tension = 28 dB à 1 KHz sur 16 Ω.

Figure 21: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – Courbe de réponse en fréquences

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5. Réalisation

5.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 40 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8mm, 5 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×5 =15 îlots de 8x8mm.

Photo 1: Circuit imprimé de l’amplificateur audio

5.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206, sauf les condensateurs de forte valeur. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

6. Test

6.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

6.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du détecteur de produit.
Générateur HF maison fournissant 0.5 mVp à F = 14.1 MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Casque 16 Ω connecté en sortie.

6.3. Résultat

Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=2 ms/cm, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 600 mV pp et F ≈ 1 KHz.

Photo 2: Signal de sortie de l’amplificateur audio

Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur IF CASCODE

admin — Thu, 13 Dec 2012 17:03:54 +0000

Voilà un bon sujet d’étude ! Le montage cascode. Quelques composants courants. La réputation d’un bon comportement en HF. De quoi aiguiser ma curiosité ! Pour la petite histoire, le mot cascode provient du montage à tubes électroniques. Il est la contraction du montage en cascade d’un tube cathode à la masse et d’un tube grille à la masse.

1. Principales propriétés:

2 transistors BJT, l’un en émetteur commun, l’autre, en cascade, en base commune,
haute impédance d’entrée,
haut gain en tension,
large bande passante due à la diminution de l’effet des capacités parasites (effet Miller).

2. Cahier des charges :

amplificateur sélectif à bande étroite accordé sur la fréquence de 10,24 MHz,
gain en tension maximum attendu 35dB,
pas d’ AGC, commande manuel du gain par potentiomètre,
2 transistors courants 2N3904.

3. Méthode d’analyse
Je procède en 2 étapes, du simple au plus compliqué. Dans la première, je conçois le circuit fixe sans commande de gain. Dans la seconde j’ intègre la fonction de commande de gain.

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit à obtenir. Pour approfondir les techniques de polarisation du montage cascode, on se reportera utilement au document de Philippe Roux et à celui de Kenneth R. Laker, cités en référence.

Figure 1: Amplificateur IF CASCODE

Télécharger les fichiers Kicad.

4. Hypothèses de départ:

courant de collecteur Ic = 10mA, choisi arbitrairement avec l’intention de l’ajuster lors de la simulation, si nécessaire,
1 résistance d’émetteur Re = 220 Ω de rétroaction stabilise le point de repos de la base et une résistance de collecteur Rc = 100 Ω stabilise la tension de repos du collecteur, ces valeurs sont choisies arbitrairement pour assurer la stabilité thermique du circuit sans trop dégrader le gain,
polarisation par pont de base, je pense qu’il est judicieux de prévoir un pont de base pour Q1 et un autre pour Q2, comme Q1 fixe le courant Ic, la polarisation de Q1 sera rendu variable pour obtenir la commande du gain, le pont de base de Q2 restera fixe,
gain β=300, le gain indiqué ici est celui du modèle SPICE utilisé, en pratique ceux que j’utilise ont un gain de 150 mesuré au multimètre, la résistance d’émetteur gommera la dispersion de ce paramètre,
résistance de sortie 50 Ω,
la tension Vcc = 13,8 V est la tension d’alimentation.

5. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 montre le circuit en régime continu. La bobine du transformateur est un court-circuit avec une résistance = 0,5 Ω (mesurée au multimètre) très faible, négligeable. Les condensateurs de découplage sont des circuits ouverts.
Tension collecteur émetteur : 2Vce = Vcc – Ic(Rc + Re) = 13,8 – 10(0,100 + 0,220) = 10,6 V.
Vce = 10,6/2 = 5,3 V.

5.1. Le transistor Q1 en émetteur commun

Il impose le courant Ic.
Tension de base: Vb1 = IcRe + Vbe = 10 . 0,220 + 0,7 = 2,9 V
Courant de base Ib1 = Ic/β = 10/300 = 33 uA
Dans le pont de pont de base on choisit habituellement un courant Ip1 = 10Ib1 < Ip1 < 20Ib1 soit Ip1 = 330 uA < Ip1 < 660 uA, par exemple 500 uA.
Dans les calculs suivants, les valeurs obtenues sont ajustées aux valeurs standards des composants.
R1 est traversée par le courant Ip1+Ib1 = (13,8 – 2,9)/0,533 d’où R1 = 20 K
R2 est traversée par le courant Ip1 = 2,9/0,500 = 5,6 K. Ces 2 résistances seront ensuite modifiées pour la commande de gain manuelle.

5.2. Le transistor Q2 en base commune

Ic2 = Ic1
Ib2 = Ib1
Tension de base: Vb2 = IcRe + Vce1 + Vbe = 10 . 0,220 + 5,3 + 0,7 = 8,2 V
R3 est traversée par le courant Ip2+Ib2 = (13,8 – 10 . 0,100 – 8,2)/0,533 d’où R1 = 8,2 K
R4 est traversée par le courant Ip2 = 8,2/0,500 = 16 K.

5.3. Simulation LTspice en régime continu

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation. R2 est en série avec la résistance Rgain qui permettra de commander le gain. Pour l’instant celle-ci est neutralisée en lui donnant une valeur négligeable Rgain=1 fΩ. Il n’est pas possible de lui donner une valeur nulle. LTspice refuse.

Figure 3: Simulation en régime continu

Les valeurs obtenues ci-dessous, sont très proches des valeurs calculées lors de l’analyse.

V(vcc):          13.8            voltage
V(c2):           12.7289         voltage
V(b2):           8.26864         voltage
V(c1):           7.55348         voltage
V(b):            12.768          voltage
V(e1):           2.16377         voltage
V(b1):           2.87897         voltage
Ic(Q1):          0.00980336      device_current
Ib(Q1):          3.19496e-005    device_current
Ie(Q1):          -0.00983531     device_current
Ic(Q2):          0.00977145      device_current
Ib(Q2):          3.191e-005      device_current
Ie(Q2):          -0.00980336     device_current
I(R1):           0.000546051     device_current
I(R2):           0.000514102     device_current
I(Re):           0.00983531      device_current
I(R3):           0.0005487       device_current
I(R4):           0.00051679      device_current
I(R5):           0.0103202       device_current
I(Rgain):        0.000514102     device_current

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6. Analyse en régime variable

6.1. Le transformateur de sortie T1

L’amplificateur est chargé avec le transformateur sélectif T1. J’ai utilisé un tore T50-6 que j’avais en stock acheté chez kits and parts. Ses caractéristiques sont adaptées à cet usage:

Optimum Resonant Circuit Range for highest Q and lowest core loss : 3 MHz – 40 MHz
AL = 4 nH/tour².

Le primaire est un circuit accordé sur la fréquence intermédiaire IF=10,24MHz. En choisissant 45 tours on obtient l’inductance primaire
L1 = 0,004*45*45 = 8,1 uH.
A la résonance XL = XC et Lω = 1/Cω
d’où C= 1/Lω² = 1 / 8,1.10^-6 * (2. π.10,24.10⁶)² = 30 pF. Ces valeurs me conviennent bien. Ce condensateur sera formé d’un fixe de 10 pF en parallèle avec un ajustable de 30 pF.

Le secondaire est obtenu simplement avec le rapport de transformation n = 5, soit 45/5=9 tours ce qui donne L2 = 8,1/5*5 = 0,324 uH. Le secondaire est chargé d’un diviseur capacitif adaptant la sortie à 50 Ω.
Si vous n’aimez pas ces calculs, utilisez mini tore calculateur.

6.2. Courbe de réponse en fréquences du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre la courbe obtenue avec les options suivantes:

simulation AC,
générateur d’entrée V2: AC Amplitude = 1 V,
accord de L1, capacité Cx=24 pF,
charge de L2, capacité Cy=100 pF, Cz=560 pF,
Rload=50 Ω.

Figure 4: Courbe de réponse en fréquences

Résultat:

fréquence f0 = 10,2466 MHz,
gain = 44 dB,
fréquences de coupure à -3dB, f1 = 10,189 MHz, f2 = 10,315 MHz,
bande passante Δf = 126 KHz,
coefficient de qualité Q = f0/Δf = 81.

Avec des composants réels les résultats seront inférieurs. Mais cela donne une bonne idée du fonctionnement du circuit.

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6.3. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre les signaux obtenus avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 400us, Maximum Timestep 2.0ns
générateur d’entrée V2: SINE(0 0.1mV 10.240Meg)
autres paramètres inchangés.

Figure 5: Graphe des tensions et courants

Résultat:

tension du générateur d’entrée V(in) = 0,100 mVp,
tension d’entrée V(b1) = 0,050 mVp,
caractéristique d’entrée de Q1, ΔIb(Q1) = 0,9 uApp, ΔVbe(Q1) = 100 uVpp,
caractéristique de sortie de Q2, ΔIc(Q2) = 180 uApp, ΔVce(Q2) = 1,2 Vpp,
tension de sortie V(out) = 16 mVp,
amplification en tension = 160, gain = 44 dB.

Limite
Des essais ont été faits avec différentes valeurs de la tension d’entrée. Le signal de sortie est déformé a partir de 1 mVp délivré par le générateur d’entrée.

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6. Commande manuelle de gain

6.1. Dispositif

J’ai choisi de disposer dans le circuit de polarisation de base, un potentiomètre monté en résistance variable, shunté en régime variable par un condensateur (voir schéma 1). La résistance talon R2 = 2 K en série avec le potentiomètre, assure le maintien de la résistance d’entrée.

6.2. Calcul

Pour avoir une grande latitude de réglage, j’ai opté pour un potentiomètre de 27 K qui, ajouté en série à la résistance fixe R2, donne une résistance totale de 29 K. En reprenant les éléments du point 5.1, je peux maintenant recalculer la nouvelle valeur de Ip1 et de R1.
Ip1 = 2,9 V/ 29K = 100 uA. Dans R1 circule Ip1 + le courant de base, d’où R1 = 10,9/0,133 = 82K.

6.3. Simulation LTspice en régime continu

Il s’agit de vérifier que le point de repos du circuit n’ a pas changé de manière significative. Ce que montre le tableau ci-dessous comparé à celui du point 5.3.

V(vcc):     13.8             voltage
V(c2):      12.7143          voltage
V(b2):      8.2568           voltage
V(c1):      7.54123          voltage
V(b):       12.7539          voltage
V(e1):      2.19494          voltage
V(b1):      2.91055          voltage
Ic(Q1):     0.00994455       device_current
Ib(Q1):     3.24343e-005     device_current
Ie(Q1):     -0.00997699      device_current
Ic(Q2):     0.00991217       device_current
Ib(Q2):     3.23811e-005     device_current
Ie(Q2):     -0.00994455      device_current

6.4. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre les signaux obtenus en faisant varier le potentiomètre de gain avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 400us, Maximum Timestep 2.0ns
générateur d’entrée V2: SINE(0 1mV 10.240Meg)
.STEP PARAM m 0.10 0.90 0.1
potentiomètre Rgain = m * 27K
autres paramètres inchangés.

La figure montre les signaux relevé pour m = 0.1, 0.5, 0.8

Figure 6: Graphe des tensions et courants

La figure 7 ci-dessous, montre le déplacement du point de repos avec la variation du potentiomètre de gain. La variation du gain ne suit pas linéairement la variation du potentiomètre. Pour m=0.1 le gain en tension G =20 dB, pour m = 0.5 G = 41,5 dB, pour m = 1 G = 44 dB.

Figure 7: Déplacement du point de repos en fonction du potentiomètre

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7. Réalisation

7.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 64 x 24 mm. Pour tracer le circuit j’applique la même méthode que celle utilisée pour les circuits précédents, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée, je l’ enduis entièrement au gros feutre noir permanent. Ensuite, muni d’un réglet et d’une pointe à tracer je trace directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage: 3 lignes de 8mm, 8 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×8 =24 îlots de 8x8mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués 6 grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn avec un minimum d’acide. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Photo 1: Circuit imprimé de l’amplificateur IF CASCODE

7.2. Composants

Le circuit ainsi gravé est fin et précis. Il est bien adapté aux composants CMS ou SMD 0805 et 1206 que j’utilise maintenant presque exclusivement. Le condensateur C4 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le transformateur de sortie, calculée avec mini ring core calculator de DL5SWB est fait de 45 tours pour le primaire et de 9 tours pour le secondaire bobinés sur le primaire dans le même sens, de fil de Cu émaillé de 0,3 mm récupéré sur un ancien BCL. Les spires doivent être réparties sur tout le tore.

8. Test

8.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

8.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du filtre à quartz.
Générateur HF maison fournissant 0.5 mVp à F = 14.1 MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Résistance de charge connectée en sortie de l’amplificateur = 50 ohms.

8.3. Résultat

Avec l’oscilloscope, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 40 mV pp et F ≈ 10MHz.

Photo 2: Signal de sortie de l’amplificateur IF CASCODE

Références
CONCEPTION D’UN AMPLIFICATEUR SELECTIF « CASCODE » – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
High Frequency BJT Model Cascode BJT Amplifier – Kenneth R. Laker – UPenn

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Transceiver CW 20 m – BFO

admin — Thu, 25 Oct 2012 08:43:12 +0000

« Rien ne naît ni ne périt, mais des choses déjà existantes se combinent, puis se séparent de nouveau. » Anaxagore de Clazomènes (500 av. J.C.).

L’oscillateur de battement ou BFO « Beat Frequency Oscillator » est utilisé en CW pour créer un signal audible. L’oscillateur fonctionne sur une fréquence légèrement décalée au dessus ou en dessous de la fréquence intermédiaire. Le signal issu du BFO, le signal de fréquence intermédiaire sont injectés dans le détecteur de produit pour obtenir après filtrage le signal audible. La note du signal se situe en général de 600 à 800Hz.

Le signal du BFO doit être plus grand que le signal de fréquence intermédiaire et assez puissant pour rendre passantes les diodes du détecteur de produit.

Cahier des charges
Le BFO comprendra 2 étages qui auront les caractéristiques suivantes:

un oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence est légèrement décalée au moyen d’un condensateur,
un amplificateur tampon ou buffer à JFET qui présente une haute impédance à l’oscillateur, assurant l’isolation de l’oscillateur et qui réalise l’adaptation d’impédance,
fréquence d’oscillation F= 10.240Mhz + Δf ( Δf ≈ 800 Hz ),
impédance de sortie 50Ω,
puissance délivrée 6 à 7dBm sur 50Ω.

La figure 1 ci-dessous montre le schéma du circuit.

Figure 1: schéma du BFO

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Amplificateur à JFET canal N MPF102
Caractéristiques:

montage source commune,
polarisation automatique avec résistance de source (self biasing),
découplage de la résistance de source,
transformateur de sortie réalisant l’adaptation d’impédance.

Choix du point de polarisation (quiescent point ou Q-point)
Il est réalisé graphiquement en utilisant Ltspice.
Dans ce qui va suivre, on pose :

Id = courant de drain,
Vgs = tension gate-source,
Vp = tension de pincement,
Idss = courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0.

1°) Mesure de la tension de pincement Vp ou Vgs(off) et du courant de saturation drain-source quand la tension Vgs = 0

La tension gate-source Vgs commande le courant drain-source Id. En amplification, le transistor fonctionne dans la zone de pincement (pinch-off region). L’équation du courant de drain dans la zone du canal pincé s’écrit:
Id ≈ Idss (1 -Vgs/Vp)² –>équation (1)
C’ est une équation de forme quadratique dont l’intervalle d’utilisation est
Vgs = [Vp, 0]
La figure 2 ci-dessous montre le schéma de simulation qui permet de tracer la courbe
Id = f(Vgs) dans l’ intervalle Vgs = [Vp, 0].
La courbe coupe l’axe des ordonnées à Vgs = 0 et Id = Idss = 12,34mA.
La courbe coupe l’axe des abscisses à Id = 0 et Vgs = Vp =-3,26V.

Figure 2: schéma de simulation et courbe Id=f(Vgs)

2°) Choix du point de polarisation Q

Le point de fonctionnement doit être placé dans la partie la plus linéaire de la courbe pour garantir la plus grande excursion possible du signal d’entrée vgs sans déformation, autrement dit la meilleure amplification possible. La figure 3 montre la fonction
Id = f(Vgs)
représentée sans dimension sous forme d’une courbe normalisée à l’unité :
Id/|Idss| = (1 -Vgs/|Vp|)²
Elle permet de déterminer graphiquement les coordonnées du point de repos. En plaçant Id à la moitié de Idss,
Q =( -0,3 , 0,5)
soit Id = 0,5 Idss = 6,17mA et Vgs = -0,3Vp = -0,978V.

Figure 3: courbe Id=f(Vgs) normalisée à l’ unité

3°) Calcul de la transconductance gm

La transconductance gm est le coefficient directeur (pente) de la tangente au point Q. C’est le nombre dérivé au point d’abscisse Vgs = -0,3|Vp| avec |Vp| = 3,26.
La dérivée de la fonction f(x) = Ku² est 2Ku’u
avec x= Vgs, K = Idss = 12,34 , u = (1 – Vgs/Vp), u’ = -1/Vp
Il vient gm = (-2Idss/Vp)(1 – Vgs/Vp)
De l’équation (1) on tire (1 – Vgs/Vp) = √(Id/Idss)
D’où gm = -(2Idss/Vp)√(Id/Idss) = -(2*12,34/-3,26)√(1/2) = 5,36mA/V

4°) Calcul de la résistance de source Rs

Puisque Is ≈ Id alors Rs = Vgs/Id = 0,978V/6,17mA = 159Ω = 150Ω valeur standard la plus proche.

5°) Calcul de la résistance de charge

Les figures 2 et 3 montrent qu’il est possible d’ utiliser une amplitude de 3mA p autour du point de repos Q. Cette valeur permet de rester dans la partie linéaire de la courbe. Si gm = 5mA/V une tension vgs = 1,2V pp appliquée à l’entrée devrait permettre d’obtenir ce courant.
L’amplificateur doit fournir 7dBm sur 50ohms ce qui correspond à 5mW ou 500,6mV rms ou à 1,416V pp.
En application du principe de conservation de l’énergie, en négligeant les pertes, il faut pour produire la même puissance au primaire du transformateur avec un courant de 3mA p ou 2,212mA rms, une résistance R1 = 0,005 / (0,002212 * 0,002212) = 1113 Ω. En choisissant 1250Ω , valeur un peu supérieure, nous obtenons un rapport d’impédance qui va bien :
Z1/Z2 = 1250/50=25 d’où rapport du nombres de spires n1/n2 = 5
Dans un transformateur parfait l’impédance vue du primaire est
Z = Z2 * n*n = 50 * 25 = 1250Ω.
Le transformateur est fabriqué avec un tore ferrite large bande FT37-43 dont l’inductance L = 0,3uH*t*t , avec t = nombre de tours.
En prenant 4 tours au secondaire L2 = 0,3 * 4 * 4 = 4,8uH
ce qui donne au primaire avec 4 * 5 = 20 tours, L1 = 0,3 * 20 * 20 = 120uH.
Le rapport 15 tours 3 tours fonctionne aussi.
Le choix du nombre de tours n’est pas dû au hazard. Des valeurs L1 et L2 trop faibles, tout en respectant le rapport d’impédance, donnent à la fréquence de 10,24MHz une impédance vue du primaire trop faible. Au contraire plus les valeurs de L1 et L2 sont élevées, plus on s’approche de l’impédance souhaitée. Voir plus bas au chapitre modélisation du transformateur.
La figure 4 montre l’amplificateur en simulation, sa résistance de sortie au point X, du primaire du transformateur, et sa résistance d’entrée à 10.24MHz.
Ces courbes s’obtiennent avec la simulation AC, en choisissant pour l’axe vertical l’option Representation Bode Linear.
Graphe du haut: résistance de sortie = V(x)/Id(J2) + résistance de drain R5 (schéma figure 1) = 1234 + 100 = 1334Ω.
Graphe du bas: résistance d’entrée = V(in)/I(V2) = 3890Ω. Il faut noter que la résistance d’entrée diminue fortement avec la fréquence.

Figure 4: schéma de l’amplificateur – Résistance d’entrée et de sortie

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 5 montre le signal vgs = 1V p appliqué à l’entrée (graphe du bas), le courant de drain Id = 6mA pp (graphe du centre), la tension de sortie Vout = 1,5V pp (graphe du haut). On constate que gm = 3mA/V. Notre oscillateur devra fournir 2V pp.

Figure 5: tension d’entrée, courant de drain, tension de sortie

Oscillateur à BJT NPN 2N3904
Caractéristiques:

montage collecteur commun,
polarisation avec résistance de base,
oscillateur Colpitts Clapp à quartz,
décalage de fréquence par condensateur en série avec le quartz,
tension de sortie 2V pp.

Modélisation du quartz
1°) Subcircuit

Il est basé sur le modèle du quartz dont une description est donnée ici. Pour créer un subcircuit on se reportera à cet article.
Les paramètres du quartz utilisés ci-dessous ont été mesurés avec la méthode G3UUR sur le quartz réel n°2 de 10,240MHz (voir tableau de calcul, méthode G3UUR, disponible en téléchargement) lors de l’étude du Filtre à quartz.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\XTAL.asc
* XTAL - F8EOZ - V 09/10/2012 12:00
* XTAL 10.238400MHz SUBCIRCUIT
* CONNECTIONS: 1
*              | 2
*              | |
.SUBCKT XTAL   1 2  PARAMS: Lm=38.5mH Cm=6.25fF Rs=40 Co=3.5pF
*--------------------------
* Crystal parameters:
* Cm = motional capacitance
* Lm = motional inductance
* Rs = serial resistance
* Co = shunt capacitance
*--------------------------
Lm 1 N001 {Lm} Rser={Rs}
C1 N001 2 {Cm}
Co 1 2 {Co}
.ENDS

2°) Symbole

La création d’un symbole est expliquée dans cet article. La définition des attributs est différente. Les paramètres du quartz pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole. Ceci permet d’utiliser un seul symbole pour des quartz différents. La figure 6 ci-dessous montre exactement comment la fenêtre des attributs doit être remplie pour un fonctionnement correct. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut du quartz: Lm=38.5m Cm=6.5f Rs=40 Co=3.5pf qui pourront être modifiés lors de l’utilisation du symbole.
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xtal qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xtal.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XTAL.sub

Figure 6: attributs du symbole quartz

6°) Analyse Transient – représentation des signaux en fonction du temps

La figure 7 montre le modèle de simulation. Avec la résistance de base choisie la tension d’émetteur Ve = 2,4V. La figure 8 montre la forme du signal obtenu en sortie.

Figure 7: schéma de l’oscillateur

Figure 8: schéma de l’oscillateur – signal de sortie

Modélisation du transformateur
1°) Subcircuit

De la même manière que le quartz, j’ai créé un subcircuit pour le transformateur de sortie de l’amplificateur.
Les paramètres du transformateur sont:

L2 = inductance en uH du secondaire,
n = ratio nombre de spires du primaire / nombre de spires du secondaire.

L’inductance L1 est calculée.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20BFO\ltc\xfmr_p1_s1.asc
* xfmr_p1_s1 Transformer primary 1 secondary 1 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 31/10/2012 AT 10:00
* CONNECTIONS:     Primary 1
*                  | Primary 2
*                  | | 1 Secondary 3
*                  | | | 1 Secondary 4
*                  | | | |
*                  | | | |
.SUBCKT xfmr_p1_s1 1 2 3 4 PARAMS: L2=4.8u n=5
*--------------------------
* Transformer parameters:
* L2 = uHenries secondary inductance
* n =  turns ration between primary turns/ secondary turns
* Sample: L2 = 4.8uH, n=5, L1=120uH
*--------------------------
L1 2 1 {L2*n*n}
L2 4 3 {L2}
k L1 L2 1
.ENDS

2°) Symbole

De la même façon j’ai créé le symbole. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut qui pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole: L2=4.8uH n=5 .
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_p1_s1.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib XFMR_p1_s1.sub .

6°) Analyse AC – bande passante du transformateur

La figure 9 montre le modèle de simulation et la mesure du paramètre S21 du quadripôle. Le générateur au primaire a une résistance de 1250Ω, le secondaire est chargé à 50Ω. Le test montre qu’à 10MHz l’atténuation = 0 dB. Le test montre que l’atténuation augmente fortement à cette fréquence quand l’inductance diminue.

Figure 9: bande passante du transformateur – paramètre S21

Télécharger les fichiers LTspice.

Réalisation
Circuit imprimé
La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5,6 x 2,4 cm. Pour tracer le circuit j’applique la même méthode, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée, je l’ enduis entièrement au gros feutre noir permanent. Ensuite, muni d’un réglet et d’une pointe à tracer je trace directement sur la face ainsi enduite, le quadrillage: 2 rails de 4mm, situés de part et d’autre de 2 lignes de 8mm. Chaque rail sert de ligne de masse. Les 2 lignes du milieu sont divisées en 7 parties de 8mm. Nous obtenons ainsi 2×7 =14 îlots de 8x8mm. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit récipient à peine plus grand que le circuit, contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués 6 grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn avec un minimum d’acide. Après l’avoir nettoyé parfaitement, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud pour empêcher l’oxydation du cuivre.

Photo 1: Circuit imprimé du BFO

Composants
Le circuit ainsi gravé est fin et précis. Il est bien adapté aux composants CMS ou SMD 0805 et 1206 que j’utilise maintenant presque exclusivement. Les condensateurs (schéma figure 1) C1, C2, C3 sont des NP0, C4 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm. Le transformateur de sortie, calculée avec mini ring core calculator de DL5SWB est fait de 20 tours pour le primaire et de 4 tours pour le secondaire, de fil de Cu émaillé de 0,6 mm récupéré sur un ancien téléviseur, bobinés sur tore ferrite FT37-43 acheté chez kits and parts.

Test
Dispositif phase 1
Avant de passer à la soudure, le circuit a d’abord été monté entièrement avec des composants traversants sur platine de prototypage (breadboard). En effet, échaudé par la construction du VFO, j’ai préféré m’assurer que l’oscillateur oscillait et que l’amplificateur n’oscillait pas!

Dispositif phase 2
Chaque rail du circuit est soudé à la carte mère qui, en procurant un bon plan de masse, le tient fermement.
Résistance de charge connectée en sortie du BFO = 50Ω.

Résultat
Oscilloscope, échelle Y=50mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.
La photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie, Vout ≈ 1.5V p-p soit 0.53V rms ou encore 7.5dBm sur 50Ω et F ≈ 10MHz.

Photo 2: Signal de sortie du BFO

Références
Electronique de puissance – Transistor à effet de champ à jonction (JFET) – F6CSX Joël Redoutey
Radiocommunications – Oscillateurs RF – F6CSX Joël Redoutey
Indian Institute of Technology – Field Effect Transistors
MIT – Massachusetts Institute of Technology – JFET amplifier configurations
JFET biasing tutorial by W7ZOI

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 4

admin — Mon, 11 Jun 2012 15:07:00 +0000

Amplificateur du VFO
Rien que de classique dans cet amplificateur à émetteur commun. Polarisation par pont de base, résistance d’émetteur pour stabiliser le point de repos, sortie sur le collecteur chargé par le filtre passe-bas décrit en partie 3 avec adaptation d’impédance.
Ce montage est l’occasion de tester PSpice, un outil de simulation disponible sur internet.
Pour l’étudier et simuler son fonctionnement j’ai choisi d’utiliser PSpice 9.1 Student version. Voir note d’installation ci-dessous.

Polarisation du transistor
Avec le schéma du circuit Fig. 1, ci-dessous, il est facile avec Pspice de tracer le réseau des caractéristiques de sortie du transistor, la droite de charge (load line) et de déterminer le point de repos (quiescent point ou Q-point). Les 2 sondes de courant, l’une sur le collecteur, l’autre sur la résistance de charge servent au tracé du réseau. Dans Analyse Setup, choisir DC Sweep avec l’option Nested DC Sweep, choisir aussi Parametric pour analyser l’effet de multiples valeurs du paramètre global Rload.

Fig. 1 Schéma du circuit d’analyse du réseau de caractéristiques de sortie

Le réseau obtenu est représenté Fig. 2 ci-dessous. Il est tracé dans la plage des valeurs des courants Ic et Ib qui nous intéressent. On observe la rotation de la droite de charge en fonction de la valeur de la résistance de charge Rload dont le centre de rotation est le point de Cutoff . Le courant de base Ib varie de 10uA à 100uA par pas de 10uA. Rload varie de 100 ohms à 500 ohms par pas de 100 ohms.
Détermination de β à partir du graphique
β_AC = ∆I_C /∆I_B= (5,3 mA – 3,4 mA) / (30 uA – 20 uA) = 1,9 mA / 10 uA = 190 à V_CE = 10 V
β_DC = I_C / I_B= 3,4 mA / 20 uA = 170 à V_CE= 10 V

Fig.2 Réseau de caractéristiques de sortie

Télécharger les fichiers PSpice du réseau de caractéristiques de sortie.

Simulation Bias Point Detail
Calcul du courant de base I_B et du courant de collecteur I_C
Données :
V_CC = 12 V
ß typique = 150
R_E = 330 Ω R_C = 22 Ω R1 = 33 KΩ R2 = 6,8 KΩ
I_C0 courant de collecteur de polarisation.
I_B0 courant de base de polarisation.
Hypothèse à vérifier : le courant dans le pont de base R1 et R2 est >> I_B0.

Calcul:
Le gain en courant ß du transistor est >> 1, en admettant que :
I_C = I_{E .} β / (1 + β) ≈ I_E il vient, I_C0 = V_E0 / R_E = I_E.
De ce fait le gain β n’intervient plus dans les formules suivantes.
I_E = (1 / R_E ) . [V_CC .( R2 / (R1 + R2)) - Uj] = ( 1 / 0,33) . [ 12 . (6,8 / (33 + 6,8)) - 0,7] = 4,1 mA,
avec Uj = 0,7 V (jonction BE),
I_C0 = I_E = 4,1 mA.
On vérifie que le courant dans le pont de base V_CC / (R1 + R2) = 12 / (33 + 6,8 ) = 302 μA est bien >> I_B0 = I_C0 / β = 27 μA ( courant dans le pont de base > 10 I_B0 ).
On en déduit :
V_E0 = R_E . I_E0 = 0,330 . 4,1 = 1,35 V,
V_C0 = V_CC – R_C . I_C0 = 12 – 0,022 . 4,1 = 11,91 V,
V_CE0 = V_C0 – V_E0 = 11,91 – 1,35 = 10,56 V.

Avec quelques clics, la simulation Fig. 3 permet de connaître les tensions et courants de tous les noeuds du circuit calculés avec les formules précédentes. On vérifie :
I_B0 = 21,62 uA ≈ 27 uA calculé,
I_E = 3,73 mA ≈ 4,1 mA calculé,
V_E0 = 1,231 V ≈ 1,35 V calculé,
V_C0 = 11,92 V ≈ 11,91 V calculé,
V_CE0 = V_C0 – V_E0= 11,92 – 1,231 = 10,689 V ≈ 10,56 V calculé.

Fig. 3 Analyse du circuit avec Bias Point Detail

Je continue l’étude de PSpice appliquée à l’analyse de l’amplificateur du VFO.

Analyse de l’impédance de sortie
Le circuit Fig. 4 est examiné avec l’analyse Transient (domaine du temps) avec les paramètres suivants:
Print Step = 0.1ms
Final Time = 200ms
No-Print Delay = 150ms.
Je crée un paramètre global F0 qui désigne la fréquence du générateur Vout.
J’utilise la fonction Parametric de Analysis Setup avec les paramètres suivants:
Swept Var. Type = Global Parameter
Sweep Type = Linear
Name = F0
Start Value = 3.7Meg
End Value = 4.2 Meg
Increment = 0.1Meg.
J’affiche l’expression RMS(V(Vout))/RMS(I(C5)), qui représente l’impédance de sortie du circuit.

Fig. 4 Schéma du circuit d’analyse de l’impédance de sortie

Le graphe obtenu Fig. 5 montre que l’impédance de sortie Zo dans la plage de fréquences, varie de 27 à 150 ohms:


Fréquence MHz	Impédance Zo ohms
3.7	27
3.8	46
3.9	71
4.0	103
4.1	150
4.2	46

Fig 5. Graphe de l’impédance de sortie

Analyse de la réponse en fréquence
Le circuit Fig. 6 est examiné avec l’analyse AC Sweep (domaine des fréquences) avec les paramètres suivants:
AC Sweep Type = Decade
Pts/Decade = 100
Start Freq. = 1 Meg
End Freq. = 100Meg

Fig. 6 Schéma du circuit d’analyse de la réponse en fréquence

Le diagramme de Bode obtenu Fig. 7 montre que le gain maximum G = 22,135 est obtenu à la fréquence F = 4,0128 MHz.

Fig 7. Diagramme de Bode

Télécharger les fichiers PSpice de simulation.

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 7 x 3,2 cm.
Pour dessiner le circuit, j’utilise 2 feutres fins de la marque STABILO feutre OHPen universal pour films transparents, noir F, permanent, largeur de tracé: 0,7 mm, et S largeur de tracé: 0,4 mm. Pour noircir les surfaces j’utilise un feutre large noir permanent CIF.
La gravure est simple: 9 x 4 = 36 îlots identiques. Un îlot a été divisé en 2 parties identiques pour souder le transistor de l’amplificateur du fréquencemètre. Chaque îlot est séparé de 0,5 mm pour permettre de placer éventuellement des composants CMS 1206 ou 0805. En effet, le circuit est dense. Pour réduire les connexions j’ai utilisé chaque fois que possible ces composants minuscules qui se soudent très facilement en utilisant la technique décrite par Francis THOBOIS. Cette plaque est soudée au moyen du fil de masse sur la plaque d’époxy cuivrée qui sert de support à toutes les cartes. La photo 1 montre le circuit en gros plan. On y distingue les CMS. La photo 2 montre le circuit en test avec le potentiomètre, l’inverseur, le connecteur BNC vers le fréquencemètre, la résistance de charge de 47 ohms soudés provisoirement. Le circuit sera ensuite entouré d’un blindage d’époxy cuivré.

Photo 2

Test
Résistance de charge connectée en sortie du VFO = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 4MHz.
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur,
avec la sonde 1:1 à l’échelle 0,5V/cm, l’oscilloscope donne Vpp = 2,9V.
Pour la mesure HF, j’utilise aussi une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 1,132 V soit Vpp = 1,132*2*√2 = 3,2 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la puissance de sortie Po sur 50 ohms:
Po = 1.132 * 1.132 / 50 = 26 mW soit 10 log 26 = 14dBm.
En faisant varier la fréquence d’un bout à l’autre de la gamme, la sonde HF indique Vrms = [0,970; 1,170] V
Comme on le constate sur la photo 3, le signal en sortie est net.

Photo 3 signal de sortie du VFO

Installer PSpice 9.1 Student version
PSpice permet de concevoir et de simuler des circuits analogiques et numériques. Student version est une version libre, allégée mais qui, pour l’amateur et l’étudiant est tout à fait adaptée à la simulation et à la compréhension du fonctionnement des circuits électroniques. Je l’ai installée sur W7 64 bits. Son installation est très rapide et sans soucis si vous suivez la procédure suivante:
1) Télécharger PSpice ici
2) Décompressez le ficier zip dans un répertoire temporaire
3) Dans ce répertoire exécuter Setup.exe
4) Très important: cochez l’option Schematics, sinon il vous sera impossible d’exécuter la simulation.

Cocher Schematics

Le logiciel est installé dans le répertoire Programmes/ORCAD_Demo.
Pour l’exécuter cliquer sur le manager …/PSpice/appmgr.exe. Là, créez un workspace d’où il est possible de lancer l’éditeur de schémas et la simulation.
Dans l’éditeur de schémas, si cela n’est pas fait, indiquez les bibliothèques de composants. Pour cela, aller dans Option>Editor Configuration bouton Library Settings, sélectionner:
abm .slb
analog.slb ,analog .plb
analog_p.slb
breakout .slb
eval.slb , eval.plb
port .slb
source.slb
sourcstm.slb
special.slb .

Tous ces paramètres sont stockés dans le fichier PSPICEEV.INI. Ce fichier n’est pas placé dans le répertoire du logiciel ORCAD_Demo mais dans un répertoire du système d’exploitation. Pour le trouver, faire une recherche avec l’explorateur Windows. Si, comme moi, vous le modifiez, faire d’abord une copie de sauvegarde et vous donner les droits de le modifier. J’ai été conduit à le modifier pour réparer 2 erreurs:
dans l’éditeur de schémas « undefined format layout choosen: pcboard »
dans examine netlist « out of memory »
J’ai modifié la section [SCHEMATICS INTERFACES]. En cas de problème téléchargez mon fichier PSPICEEV.INI, vérifiez chaque section.

Références : PSpice help contient la description des paramètres de PSPICEEV.INI

Il existe de nombreux tutoriels. Have fun!

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Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 1

admin — Mon, 21 May 2012 11:20:02 +0000

Il existe sur le net de nombreux exemples de VFO. La réalisation de ce VFO, des plus classiques, m’a demandé cependant, beaucoup d’essais et mises au point. Je commence par en fixer le cahier des charges:
- oscillateur Clapp,
- variation du circuit d’accord par diode varicap (varactor)
- plage de fonctionnement de 3,760MHz à 4,110MHz, pour couvrir la bande des 14 MHz avec une fréquence intermédiaire de 10,240 MHz,
- amplificateur délivrant 15 dBm sur 50 ohms, pour alimenter un mélangeur à diodes,
- filtre passe bas pour éliminer les harmoniques,
- amplificateur destiné à alimenter mon fréquencemètre dans un premier temps, puis, dans le futur, un micro contrôleur intégré au transceiver.

Qui se traduit sous la forme du schéma fonctionnel suivant:

Ci-dessous le schéma complet du circuit. Chaque partie du circuit est décrite ensuite.

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

L’oscillateur
J’ai opté pour l’oscillateur Clapp, connu pour sa stabilité et aussi pour la facilité de fabrication de la bobine sans prise intermédiaire. Facilité apparente toutefois, la mise au point de l’oscillateur m’a permis de vérifier la loi de Murphy étendue aux oscillateurs: « un amplificateur oscille, un oscillateur n’oscille pas » et de connaître les limites de la simulation. J’ai construit de superbes oscillateurs qui, en simulation, fonctionnaient parfaitement avec toutes les combinaisons LC. Satisfait du montage virtuel, je prenais avec enthousiasme le fer à souder pour le monter. Je me hâtai de brancher l’oscilloscope. Hélas! l’écran restait désespérément vide. Il me fallait remettre tout à plat. Après maintes recherches sur le net, j’ai trouvé une excellente synthèse sur le sujet réalisée par Olivier ERNST F5LVG intitulée « STABILITE DES OSCILLATEURS« .

Pour obtenir un oscillateur stable qui oscille, il faut que la capacité d’accord soit supérieure à Ce et inférieure à Cmax/2.
(1) Ce pF = Fo * 100
(2) Cmax pF = 6000 / Fo
(3) Cmax/2 = 3000 / Fo
Calculs:
(4) Fo = limite supérieure de la bande = 4,11 MHz
(5) Ce = 4,11 * 100 = 411 pF
(6) Cmax/2 = 3000 / 4,11 = 730 pF
(7) Résultat: capacité d’accord pF = ] 411 ; 730 [

Figure 1

Cas de l’oscillateur Clapp figure 1.
F5LVG indique que les deux capacités du Clapp doivent, du fait de leur mise en série, avoir une valeur double de la valeur calculée par la théorie. Comme base de départ, les valeurs des 2 capacités principales peuvent être égales à Cmax/2 chacune, la valeur de la capacité en série avec la bobine étant égale au quart de cette valeur y compris le CV. Partant de ce calcul, je prends les valeurs normalisées E12 supérieures les plus proches soit C1 = C2 = 820 pF pour les deux capacités en série et Ct = 820 pF / 4 = 220 pF pour la capacité en série avec la bobine.
Calcul de L:
(8) A la résonance Lw = 1/Cw ou L = 1/Cw²(9) w² = (2πFo)²
(10) C = 1/[1/Ct + 1/C1 + 1/C2]
(11) Ct = 220 pF = capacité totale utilisée pour caler et balayer l’intervalle de fréquence F MHz=[3,76 ; 4,11]
(12) C = 147 pF
(13) Résultat L = 10 uH

L’excellente synthèse sur le VFO « Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2″ de F6EVT indique la valeur des réactances capacitives des capacités C1 et C2, soit Xc1 = Xc2 = 45 ohms pour le Colpitts et le Clapp. Partant de là, effectuons les calculs:
(14) Xc = 1/Cw
(15) C = 1/wXc
(16) w = 2πFo
(17) C = 861 pF = C1 = C2 (figure 1) résultat proche du calcul précédent.

Si vous êtes allergique au calcul mental ou à la règle à calcul, vous pouvez utiliser ce calculateur.

Après un passage par la simulation SPICE (voir détail ci-dessous), je suis parti sur cette base pour monter l’oscillateur. Je connecte l’oscilloscope. Eurêka! Miracle de la technique! Une superbe sinusoïde se dessine sur le graticule.

Simulation
Pour que ce travail soit réutilisable, j’ai conçu un modèle de simulation entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres principaux à entrer:
.PARAM Fmax=4.11Meg : Fréquence haute d’oscillation Fo
.PARAM XL=258 : Réactance inductive de la bobine L à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xca=47 : Réactance capacitive du condensateur C0 et C1 à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xct=176 : Réactance capacitive du condensateur Ct en série avec L à Fo (voir figure 1)
.STEP PARAM Ctune 0p 100p 10p : variation du condensateur variable en // sur Ct

Notes:
(1) Paramètre Xct: puisque Ct = Ca/4 vous pouvez indiquer Xct = 4*Xca
(2) Paramètre Ctune: représente le CV ou la diode varicap.

Simulation : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Le résultat est enregistré dans le fichier .log . Au cours de cette analyse on calcule:
(1) la fréquence obtenue F MHz = [4,178; 3,729]pour chaque valeur de Ctune pF = [0; 100]

.measure tran t1 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=1
.measure tran t2 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=101
.measure tran F[Ctune] PARAM 100/(t2-t1)

Measurement: c5
 step ctune
 1    0
 2    1e-011
 3    2e-011
 4    3e-011
 5    4e-011
 6    5e-011
 7    6e-011
 8    7e-011
 9    8e-011
 10   9e-011
 11   1e-010
Measurement: f[ctune]
 step 100/(t2-t1)
 1    4.17824e+006
 2    4.1188e+006
 3    4.06341e+006
 4    4.01193e+006
 5    3.96374e+006
 6    3.9187e+006
 7    3.87585e+006
 8    3.83618e+006
 9    3.79858e+006
 10   3.76268e+006
 11   3.72909e+006

(2) la valeur de la capacité C1 = 824 pF

.MEASURE TRAN c1 PARAM Ca
 step ca
 1    8.23911e-010

(3) la valeur de la capacité C2 = 824 pF

.MEASURE TRAN c2 PARAM Cb
 step cb
 1    8.23911e-010

(4) la valeur de la capacité Ct = 220 pF

.MEASURE TRAN C4 PARAM Ct
 step ct
 1    2.20022e-010

(5) la valeur de l’inductance L = 10 uH

.MEASURE TRAN L1 PARAM L
 step l
 1    9.99075e-006

Voici le graphe obtenu:

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Buffer
La sortie de l’oscillateur est connectée sur l’entrée à haute impédance du buffer, amplificateur à drain commun ou source follower . Sa sortie à basse impédance est reliée aux 2 amplificateurs de sortie: celui du VFO, celui du fréquencemètre.

Amplificateur du fréquencemètre
Afin de ne pas perturber le VFO, j’ai tiré une ligne séparée vers le fréquencemètre. L’amplificateur donne les impulsions nécessaires au micro contrôleur.

Réalisation de la partie 1
J’ai utilisé les composants que j’avais: des transistors JFET MPF102 pour l’oscillateur et le buffer. La tension d’alimentation de ces 3 étages fixée à 6V est régulée par le régulateur 78L06. Les condensateurs du circuit oscillant et de liaison sont du type NP0. L’inductance L = 10uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 45 tours de fil de Cu émaillé de 0,4 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts. L’amplificateur du fréquencemètre est un BJT NPN 2N3904 en émetteur commun. Des images du circuit fini sont données dans la partie 3.

Test – Mesure
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur, le fréquencemètre branché à la sortie de l’amplificateur affiche F = 4.311 MHz , fréquence proche de celle mesurée en simulation et calculée (F = 4,178 avec Ctune = 0).
Avec la sonde 10:1 à l’échelle 50mV/cm L’oscilloscope donne Vpp = 185mV soit Vpp = 1,85 V.
Pour la mesure HF, j’ai construit une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 0,738 V soit Vpp = 0,738*2*√2 = 2,09 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la capacité d’accord:
(M1) LC = 25330,3 / F² avec L en uH, C en pF, F en MHz
(M2) C pF = 25330,3 / (F^2..L) = 136 pF avec F= 4,311 MHz, L = 10 uH
(M3) capacité des 2 condensateurs de 820pF en série C1 et C2 = 820 / 2 = 410 pF
(M4) capacité Ct = (410 * 136) / (410 -136) = 204 pF.

Photo 1 signal en sortie du buffer

Références
STABILITE DES OSCILLATEURS – Olivier ERNST F5LVG
Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2 – F6EVT
VFO – CT4ER
Clapp oscillators – Ian Purdie VK2TIP

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Amplificateur RF

admin — Tue, 17 Apr 2012 14:10:43 +0000

Cet étage est basé sur le modèle Common Base Transformer Feedback Norton Amplifier. Cet amplificateur a initialement été décrit par Dr. David E. Norton. Il utilise un amplificateur à base commune qui introduit une contre réaction par transformateur, du collecteur à l’émetteur.

L’amplificateur NORTON

Norton démontre dans une analyse théorique du schéma ci-dessus avec les hypothèses simplificatrices suivantes:
le transistor a une impédance d’entrée nulle et une impédance de sortie infinie,
le gain en courant = 1, que la correspondance des impédances sera obtenue si le rapport de transformation n1: n2: n3 du transformateur satisfait à la condition 1: n: m où n = m2 – m – 1. Il démontre aussi que le gain en puissance est m2.

Le rapport du nombre de tours du transformateur définit le gain et adapte la sortie à la charge. Le résultat est un amplificateur à bruit de phase très faible, et à l’isolement inverse bon dans ma plage d’utilisation.

Dans sa note, Dallas Lankford décrit le résultat des expériences réalisées avec cet amplificateur. Il indique que l’impédance d’entrée dépend et, est égale à l’impédance de charge. De plus, le transformateur de l’amplificateur est un transformateur à large bande, avec une gamme de fréquence qui dépend des paramètres de transformation. Ainsi, la gamme de fréquences pour laquelle l’amplificateur fournit la correspondance entre les impédances d’entrée et de charge, ne dépasse pas la plage de fréquences du transformateur. Les ratios admissibles comprennent 1:1:2, 1:5:3, 1:11:4, 1:19:5, et ainsi de suite. Ainsi, avec un ratio 1:1:2 l’amplification = 4, et le gain = 10 log (4) = 6,02 dB, avec un ratio 1:5:3 l’amplification = 9, le gain = 10 log (9) = 9,54 dB, avec un ratio 1:11:4 le gain = 10 log (16) = 12,04 dB, avec un ratio 1:19:5 le gain = 10 log (25) = 13,98 dB, et ainsi de suite. Le nombre de spires du transformateur peut être modifié pour s’ajuster à la gamme de fréquences de l’amplificateur à condition que le ratio soit maintenu. Par exemple, un amplificateur 1:5:3 peut avoir 1:5:3 ou 2:10:6 ou 3:15:9 tours pour n1: n2: n3 et ainsi de suite. Les points de mise en phase du transformateur indiqués sur le schéma doivent être observés. Comme l’ amplificateur utilise la contre réaction, une inversion serait susceptible d’entraîner l’oscillation de l’amplificateur et en dégraderait les performances.

Application
J’ai repris le schéma de K8IQY. La base du transistor est polarisée avec une LED 2V, 2mA. J’ai simplement remplacé le transistor 2N2222 par le 2N3904 et ajouté un condensateur de liaison C5 = 100 nF entre le filtre passe bande et l’amplificateur. Le tore utilisé est un FT37-43 acheté chez Kits and Parts . Le bobinage 1:11:4 pour obtenir un gain de 12dB dans la bande 14MHz, a été réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0.7 mm récupéré sur un ancien téléviseur. Mini tore calculateur , indique l’inductance pour chaque bobine : 300 nH : 36.3 uH : 4,8 uH. Le bobinage, côté collecteur du transistor est fait de 15 tours de fil avec une prise à 4 tours côté froid. Côté émetteur du transistor, le bobinage est fait d’un fil passé dans le tore côté froid (attention à la phase, voir photo plus bas au paragraphe réalisation).

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Les outils disponibles sur internet permettent de vérifier et de régler les tensions, courants d’un circuit par calcul, de visualiser le fonctionnement d’un circuit par des graphes, d’en modifier le comportement par des paramètres.
J’utilise l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres de simulation
Pour l’étude il est intéressant de paramétrer l’élément fondamental du circuit, le transformateur. Il sera toujours possible ainsi de l’adapter au tore utilisé et à la bande passante désirée. Cela est fait en reprenant le paramètre magnétique du tore appelé inductance factor A_L et en l’utilisant pour calculer les inductances L1, L2, L3 de façon suivante:
.param L=300n (valeur de Al)
L1 = {L} (L1 = 1 tour * Al = 300 n)
L2 = {4*4*L} (L2 = (4 tours)² * Al = 4,800 u)
L3 = {11*11*L} (L3 = (11 tours)² * Al = 36,300 u)
Pour étudier la polarisation du transistor:
.param Rb=3.3k ;2n3904 (polarisation de la base du transistor)
.param Re=56 (résistance d’émetteur)

Simulation 1 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 14 MHz est injectée à l’entrée du circuit au travers d’ une résistance de 47 Ohms et l’on observe la tension à la sortie. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure Tran VoutPP PP V(OUT) (tension pp de sortie)
.measure Tran VxPP PP V(x) (tension pp au point x d’entrée)
.measure Tran VinPP PP V(IN) (tension pp par le générateur)
.measure Tran Zin PARAM 47*VxPP/(VinPP-VxPP) (impédance d’entrée)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
voutpp: PP(v(out))=4.02434 Vpp FROM 0 TO 0.001
vxpp: PP(v(x))=1.02666 Vpp FROM 0 TO 0.001
vinpp: PP(v(in))=1.99613 Vpp FROM 0 TO 0.001
zin: 47*vxpp/(vinpp-vxpp)=49.7726 Ohms

Simulation 2 : analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure AC OUTMAX max mag(V(out)) (Gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz)
.measure AC out1 find mag(V(out)) AT 14Meg (Gain maximum à 14 MHz)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(11.9227dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
out1: mag(v(out))=(11.9218dB,0°) at 1.4e+007

Observations
On constate sur le premier graphe la parfaite amplification du signal. Sur le second graphe on note que la courbe de réponse est plate dans la partie des 14 Mhz et sur une très large bande. Le gain à 14 MHz = 11,92 dB est approximativement le gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz et correspond au gain théorique prévu de 12 dB avec le transformateur 1:11:4.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5 x 3,8 cm. La gravure est simple: 4 x 3 = 12 îlots identiques. Un îlot a été découpé en 2 parties pour le transistor. Cette plaque est soudée au moyen du fil de masse sur la plaque d’époxy cuivrée qui sert de support à toutes les cartes et reliée par un condensateur de 100 nF au filtre passe bande. La photo 1 montre le circuit. Pour obtenir la valeur désirée, certaines résistances sont obtenues en soudant 2 résistances en parallèle. Les condensateurs de découplage de 100 nF sont des CMS 1206. Ces composants minuscules se soudent très facilement en utilisant la technique décrite par Francis THOBOIS. La photo 2 montre comment l’inductance L1 est enroulée sur le tore.

Photo 1

Photo 2

Test
Je me suis assuré d’abord des valeurs des tensions:
alimentation = 13,8 V
aux bornes de la LED = 2 V
jonction base et émetteur Vbe = 0.7 V
aux bornes de la résistance d’émetteur = 1,11 V.
Pas de fumée, tout est OK!

Pour tester le circuit, j’ai utilisé un petit générateur HF. J’ai injecté un signal de 14 MHz à l’entrée du filtre passe bande et observé le résultat à l’oscilloscope.

Photo 3 signal en sortie de l’amplificateur

La mesure donne:
signal à l’entrée de l’amplificateur Vin = 36 mVpp
signal à la sortie de l’amplificateur Vout = 128 mVpp.
Gain en puissance = 10 log Pout/Pin = 10 log Uout²/Uin² quand les impédances Zin=Zout, soit 20 log Uout/Uin = 20 log 128/36 = 11 dB.
La mesure confirme la théorie.

Références
- Common Base Transformer Feedback Norton Amplifiers de Dallas Lankford, 8 VI 94, rev. 21 V 07,
- Development of a low noise high reverse isolation low distortion RF Amplifier de KO4BB,
- Notes on Common-Emitter Transformer Feedback Amplifiers de KE5FX,
- Transistor Amplifier with Impedance Matching Transformer David E. Norton, US Patent 3,891,934, June 1975 (expired)
- A 20 Meter, Discrete Component CW Transceiver Built Manhattan-style de Jim Kortge K8IQY.

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