F8EOZ » NPN

Transceiver CW 20 m – PA Driver

admin — Wed, 20 Mar 2013 17:48:39 +0000

Michel, F6FEO, m’a transmis le schéma d’un driver qu’il utilise dans ses transceivers. W7ZOI est à l’origine du montage. Avant de reproduire ce montage, je ne résiste pas à l’envie d’en analyser le fonctionnement et de le passer au banc du simulateur LTspice.

1. Description

Le schéma figure 1 ci-dessous, montre le circuit. Il comprend 2 étages amplificateur. J’ai ajouté un transformateur de sortie qui abaisse l’impédance dans un rapport 1:4 pour adapter l’impédance de sortie du driver à l’entrée du PA qui est d’environ 10 Ω. Le circuit est alimenté uniquement quand l’émetteur est actionné.

Figure 1: PA Driver

Caractéristiques:

gain en tension 28dB à 14MHz,
impédance d’entrée Zin et de sortie Zout = 50 Ω.

Pour calculer l’impédance de sortie on applique la règle Zin * Zout = R7 * RE
dans laquelle:

RE = R8 * VT/Ic = 3,6 * 25/80 = 3,9
VT est la tension thermique à la température ambiante (≈ 300 K)

D’ où Zout = 680 * 3,9 / 50 = 53 Ω.

Télécharger les fichiers Kicad.

2. 1er étage

Description :

un transistor NPN 2N3904,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur découplée par un condensateur,
collecteur chargé par le transformateur Tr1 qui adapte l’impédance entre les 2 étages dans un rapport de 1:4.

2.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: PA Driver – 1er Etage – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.56176         voltage
V(c1):           12.9187         voltage
V(e1):           0.808187        voltage
Ic(Q1):          0.0366172       device_current
Ib(Q1):          0.000118607     device_current
Ie(Q1):          -0.0367358      device_current
I(L2):           -0.0400587      device_current
I(L1):           -0.0400587      device_current
I(R4):           0.0367358       device_current
I(R3):           0.0400587       device_current
I(R2):           0.0034415       device_current
I(R1):           0.00332289      device_current
I(V1):           -0.0400587      device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 3: PA Driver – 1e Etage en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation qui trace la caractéristique de transfert en tension en régime continu ainsi que la variation du courant Ic.
La résistance de Thévenin équivalente au pont de base Rth = 3,3 *0,47/(3,3+0,47) = 0,410 KΩ.

Figure 4: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe obtenu. On y observe les 3 zones de fonctionnement du transistor :

le Cutoff Ic= 0 ,
la zone linéaire ,
la zone de saturation Ic = constant.

Figure 5: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de collecteur R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie Tr1 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 6: PA Driver – 1e Etage en régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 7: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 8 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri varie dans le sens inverse de la résistance de charge Rload. Plus Rload augmente plus Ri diminue. Ri = 50 Ohms @ 14MHz pour Rload = 500 Ohms.

Figure 8: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance d’entrée

2.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 9: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 10 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 250 Ohms @ 14MHz.

Figure 10: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance de sortie

2.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 7 ci-dessus. La figure 11 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 25 @ 14MHz.

Figure 11: PA Driver – 1er Etage – Graphe du gain en tension

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. 2ème étage

Description :

un transistor NPN 2N2219A,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur en régime variable,
collecteur chargé par l’inductance L4.

3.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 12 ci-dessous montre le circuit de simulation LTspice.
Le courant circulant dans le pont de base R5, R6 de Q2, circule aussi dans R2. Il est très faible et ne modifie pratiquement pas le point de repos de Q1.

Figure 12: PA Driver – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.55347         voltage
V(c1):           12.8484         voltage
V(e1):           0.800238        voltage
V(b2):           1.04664         voltage
V(c2):           13.7998         voltage
V(e2):           0.282715        voltage
Ic(Q1):          0.036257        device_current
Ib(Q1):          0.000117437     device_current
Ie(Q1):          -0.0363744      device_current
Ic(Q2):          0.0781274       device_current
Ib(Q2):          0.000404641     device_current
Ie(Q2):          -0.0785327      device_current
I(L3):           0.0781274       device_current
I(L4):           0.0781274       device_current
I(L2):           -0.043256       device_current
I(L1):           -0.0396797      device_current
I(R8):           0.078532        device_current
I(R6):           0.00317164      device_current
I(R5):           -0.00357628     device_current
I(R4):           0.0363744       device_current
I(R3):           0.043256        device_current
I(R2):           0.0034227       device_current
I(R1):           0.00330526      device_current
I(V1):           -0.121383       device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 13: PA Driver – En régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

3.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de base R5 est shuntée par son condensateur de découplage.
La résistance R7 relie la base au collecteur.
L’inductance L3 de forte valeur se comporte en HF comme une résistance infinie.
Le transformateur de sortie Tr2 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L5 = L6 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 14: PA Driver – En régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

3.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 15: PA Driver – Mesure de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 16 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri = 185 Ohms @ 14MHz pour Rload = 10 Ohms.

Figure 16: PA Driver – Graphe de la résistance d’entrée

3.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 17 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 17: PA Driver – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 18 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 10 Ohms @ 14MHz.

Figure 18: PA Driver – Graphe de la résistance de sortie

3.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 15 ci-dessus. La figure 19 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 24dB @ 14MHz.

Figure 19: PA Driver – Graphe du gain en tension

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3.2.4. Graphe des tensions

La figure 20 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec avec une tension d’entrée sinusoïdale V2 = 100 mVp de fréquence F = 14 MHz. Au delà de 300 mVp à l’entrée le signal est déformé ou écrêté. Ce qui permet d’obtenir 6 Vp maximum sur 50 Ω en sortie.

Figure 20: PA Driver – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

4. Réalisation

4.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 =18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. Une résistance provisoire de 10 Ω a été placée en sortie pour le test.

Photo 1: Circuit imprimé du PA Driver

4.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

4.3. Refroidissement des transistors

Le transistor 2N2219A polarisé en classe A, chauffe. Il faut aider le composant à évacuer la chaleur sous peine de destruction. J’ utilise pour cela un dissipateur adapté au boîtier du transistor.

4.4. Bobinages

La fabrication des bobinages est très simple. J’ai utilisé des tores FT37-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs Tr1 et Tr2
Pour réaliser Tr1, j’ai préparé 2 morceaux identiques de 16 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. J’ai noué une extrémité de ces 2 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43. Important! Le transformateur est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du transformateur. Tr2 est identique à Tr1.

Bobine L4
Couper 15 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43.

4.5. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V.

5. Test

5.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

5.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du mélangeur de l’émetteur dont la description fera l’objet d’un prochain article.

5.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 2: Signal d’entrée du PA Driver

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal de sortie Vout ≈ 3,3 V pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du PA Driver

Le gain en tension Avt = Vout/Vin = 15,4 dB @ 14,100MHz. A comparer avec les 24 dB obtenus en simulation.

Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – VFO – Partie 1

admin — Mon, 21 May 2012 11:20:02 +0000

Il existe sur le net de nombreux exemples de VFO. La réalisation de ce VFO, des plus classiques, m’a demandé cependant, beaucoup d’essais et mises au point. Je commence par en fixer le cahier des charges:
- oscillateur Clapp,
- variation du circuit d’accord par diode varicap (varactor)
- plage de fonctionnement de 3,760MHz à 4,110MHz, pour couvrir la bande des 14 MHz avec une fréquence intermédiaire de 10,240 MHz,
- amplificateur délivrant 15 dBm sur 50 ohms, pour alimenter un mélangeur à diodes,
- filtre passe bas pour éliminer les harmoniques,
- amplificateur destiné à alimenter mon fréquencemètre dans un premier temps, puis, dans le futur, un micro contrôleur intégré au transceiver.

Qui se traduit sous la forme du schéma fonctionnel suivant:

Ci-dessous le schéma complet du circuit. Chaque partie du circuit est décrite ensuite.

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

L’oscillateur
J’ai opté pour l’oscillateur Clapp, connu pour sa stabilité et aussi pour la facilité de fabrication de la bobine sans prise intermédiaire. Facilité apparente toutefois, la mise au point de l’oscillateur m’a permis de vérifier la loi de Murphy étendue aux oscillateurs: « un amplificateur oscille, un oscillateur n’oscille pas » et de connaître les limites de la simulation. J’ai construit de superbes oscillateurs qui, en simulation, fonctionnaient parfaitement avec toutes les combinaisons LC. Satisfait du montage virtuel, je prenais avec enthousiasme le fer à souder pour le monter. Je me hâtai de brancher l’oscilloscope. Hélas! l’écran restait désespérément vide. Il me fallait remettre tout à plat. Après maintes recherches sur le net, j’ai trouvé une excellente synthèse sur le sujet réalisée par Olivier ERNST F5LVG intitulée « STABILITE DES OSCILLATEURS« .

Pour obtenir un oscillateur stable qui oscille, il faut que la capacité d’accord soit supérieure à Ce et inférieure à Cmax/2.
(1) Ce pF = Fo * 100
(2) Cmax pF = 6000 / Fo
(3) Cmax/2 = 3000 / Fo
Calculs:
(4) Fo = limite supérieure de la bande = 4,11 MHz
(5) Ce = 4,11 * 100 = 411 pF
(6) Cmax/2 = 3000 / 4,11 = 730 pF
(7) Résultat: capacité d’accord pF = ] 411 ; 730 [

Figure 1

Cas de l’oscillateur Clapp figure 1.
F5LVG indique que les deux capacités du Clapp doivent, du fait de leur mise en série, avoir une valeur double de la valeur calculée par la théorie. Comme base de départ, les valeurs des 2 capacités principales peuvent être égales à Cmax/2 chacune, la valeur de la capacité en série avec la bobine étant égale au quart de cette valeur y compris le CV. Partant de ce calcul, je prends les valeurs normalisées E12 supérieures les plus proches soit C1 = C2 = 820 pF pour les deux capacités en série et Ct = 820 pF / 4 = 220 pF pour la capacité en série avec la bobine.
Calcul de L:
(8) A la résonance Lw = 1/Cw ou L = 1/Cw²(9) w² = (2πFo)²
(10) C = 1/[1/Ct + 1/C1 + 1/C2]
(11) Ct = 220 pF = capacité totale utilisée pour caler et balayer l’intervalle de fréquence F MHz=[3,76 ; 4,11]
(12) C = 147 pF
(13) Résultat L = 10 uH

L’excellente synthèse sur le VFO « Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2″ de F6EVT indique la valeur des réactances capacitives des capacités C1 et C2, soit Xc1 = Xc2 = 45 ohms pour le Colpitts et le Clapp. Partant de là, effectuons les calculs:
(14) Xc = 1/Cw
(15) C = 1/wXc
(16) w = 2πFo
(17) C = 861 pF = C1 = C2 (figure 1) résultat proche du calcul précédent.

Si vous êtes allergique au calcul mental ou à la règle à calcul, vous pouvez utiliser ce calculateur.

Après un passage par la simulation SPICE (voir détail ci-dessous), je suis parti sur cette base pour monter l’oscillateur. Je connecte l’oscilloscope. Eurêka! Miracle de la technique! Une superbe sinusoïde se dessine sur le graticule.

Simulation
Pour que ce travail soit réutilisable, j’ai conçu un modèle de simulation entièrement paramétrable avec LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres principaux à entrer:
.PARAM Fmax=4.11Meg : Fréquence haute d’oscillation Fo
.PARAM XL=258 : Réactance inductive de la bobine L à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xca=47 : Réactance capacitive du condensateur C0 et C1 à Fo (voir figure 1)
.PARAM Xct=176 : Réactance capacitive du condensateur Ct en série avec L à Fo (voir figure 1)
.STEP PARAM Ctune 0p 100p 10p : variation du condensateur variable en // sur Ct

Notes:
(1) Paramètre Xct: puisque Ct = Ca/4 vous pouvez indiquer Xct = 4*Xca
(2) Paramètre Ctune: représente le CV ou la diode varicap.

Simulation : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Le résultat est enregistré dans le fichier .log . Au cours de cette analyse on calcule:
(1) la fréquence obtenue F MHz = [4,178; 3,729]pour chaque valeur de Ctune pF = [0; 100]

.measure tran t1 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=1
.measure tran t2 FIND time WHEN V(g)=0 TD=400u RISE=101
.measure tran F[Ctune] PARAM 100/(t2-t1)

Measurement: c5
 step ctune
 1    0
 2    1e-011
 3    2e-011
 4    3e-011
 5    4e-011
 6    5e-011
 7    6e-011
 8    7e-011
 9    8e-011
 10   9e-011
 11   1e-010
Measurement: f[ctune]
 step 100/(t2-t1)
 1    4.17824e+006
 2    4.1188e+006
 3    4.06341e+006
 4    4.01193e+006
 5    3.96374e+006
 6    3.9187e+006
 7    3.87585e+006
 8    3.83618e+006
 9    3.79858e+006
 10   3.76268e+006
 11   3.72909e+006

(2) la valeur de la capacité C1 = 824 pF

.MEASURE TRAN c1 PARAM Ca
 step ca
 1    8.23911e-010

(3) la valeur de la capacité C2 = 824 pF

.MEASURE TRAN c2 PARAM Cb
 step cb
 1    8.23911e-010

(4) la valeur de la capacité Ct = 220 pF

.MEASURE TRAN C4 PARAM Ct
 step ct
 1    2.20022e-010

(5) la valeur de l’inductance L = 10 uH

.MEASURE TRAN L1 PARAM L
 step l
 1    9.99075e-006

Voici le graphe obtenu:

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Buffer
La sortie de l’oscillateur est connectée sur l’entrée à haute impédance du buffer, amplificateur à drain commun ou source follower . Sa sortie à basse impédance est reliée aux 2 amplificateurs de sortie: celui du VFO, celui du fréquencemètre.

Amplificateur du fréquencemètre
Afin de ne pas perturber le VFO, j’ai tiré une ligne séparée vers le fréquencemètre. L’amplificateur donne les impulsions nécessaires au micro contrôleur.

Réalisation de la partie 1
J’ai utilisé les composants que j’avais: des transistors JFET MPF102 pour l’oscillateur et le buffer. La tension d’alimentation de ces 3 étages fixée à 6V est régulée par le régulateur 78L06. Les condensateurs du circuit oscillant et de liaison sont du type NP0. L’inductance L = 10uH, calculée avec mini ring core calculator est faite de 45 tours de fil de Cu émaillé de 0,4 mm bobinés sur tore T50-2 acheté chez kits and parts. L’amplificateur du fréquencemètre est un BJT NPN 2N3904 en émetteur commun. Des images du circuit fini sont données dans la partie 3.

Test – Mesure
Après un temps de chauffage de 15 mn pour assurer la stabilité de l’oscillateur, le fréquencemètre branché à la sortie de l’amplificateur affiche F = 4.311 MHz , fréquence proche de celle mesurée en simulation et calculée (F = 4,178 avec Ctune = 0).
Avec la sonde 10:1 à l’échelle 50mV/cm L’oscilloscope donne Vpp = 185mV soit Vpp = 1,85 V.
Pour la mesure HF, j’ai construit une sonde HF sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe. La sonde donne sur le multimètre Vrms = 0,738 V soit Vpp = 0,738*2*√2 = 2,09 V valeur voisine de celle lue sur l’oscilloscope.
Calcul de la capacité d’accord:
(M1) LC = 25330,3 / F² avec L en uH, C en pF, F en MHz
(M2) C pF = 25330,3 / (F^2..L) = 136 pF avec F= 4,311 MHz, L = 10 uH
(M3) capacité des 2 condensateurs de 820pF en série C1 et C2 = 820 / 2 = 410 pF
(M4) capacité Ct = (410 * 136) / (410 -136) = 204 pF.

Photo 1 signal en sortie du buffer

Références
STABILITE DES OSCILLATEURS – Olivier ERNST F5LVG
Calcul et réalisation d’un VFO Part1 et Part2 – F6EVT
VFO – CT4ER
Clapp oscillators – Ian Purdie VK2TIP

Index des articles de la catégorie Transceiver