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Transceiver CW 20 m – PA Driver

admin — Wed, 20 Mar 2013 17:48:39 +0000

Michel, F6FEO, m’a transmis le schéma d’un driver qu’il utilise dans ses transceivers. W7ZOI est à l’origine du montage. Avant de reproduire ce montage, je ne résiste pas à l’envie d’en analyser le fonctionnement et de le passer au banc du simulateur LTspice.

1. Description

Le schéma figure 1 ci-dessous, montre le circuit. Il comprend 2 étages amplificateur. J’ai ajouté un transformateur de sortie qui abaisse l’impédance dans un rapport 1:4 pour adapter l’impédance de sortie du driver à l’entrée du PA qui est d’environ 10 Ω. Le circuit est alimenté uniquement quand l’émetteur est actionné.

Figure 1: PA Driver

Caractéristiques:

gain en tension 28dB à 14MHz,
impédance d’entrée Zin et de sortie Zout = 50 Ω.

Pour calculer l’impédance de sortie on applique la règle Zin * Zout = R7 * RE
dans laquelle:

RE = R8 * VT/Ic = 3,6 * 25/80 = 3,9
VT est la tension thermique à la température ambiante (≈ 300 K)

D’ où Zout = 680 * 3,9 / 50 = 53 Ω.

Télécharger les fichiers Kicad.

2. 1er étage

Description :

un transistor NPN 2N3904,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur découplée par un condensateur,
collecteur chargé par le transformateur Tr1 qui adapte l’impédance entre les 2 étages dans un rapport de 1:4.

2.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: PA Driver – 1er Etage – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.56176         voltage
V(c1):           12.9187         voltage
V(e1):           0.808187        voltage
Ic(Q1):          0.0366172       device_current
Ib(Q1):          0.000118607     device_current
Ie(Q1):          -0.0367358      device_current
I(L2):           -0.0400587      device_current
I(L1):           -0.0400587      device_current
I(R4):           0.0367358       device_current
I(R3):           0.0400587       device_current
I(R2):           0.0034415       device_current
I(R1):           0.00332289      device_current
I(V1):           -0.0400587      device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 3: PA Driver – 1e Etage en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation qui trace la caractéristique de transfert en tension en régime continu ainsi que la variation du courant Ic.
La résistance de Thévenin équivalente au pont de base Rth = 3,3 *0,47/(3,3+0,47) = 0,410 KΩ.

Figure 4: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe obtenu. On y observe les 3 zones de fonctionnement du transistor :

le Cutoff Ic= 0 ,
la zone linéaire ,
la zone de saturation Ic = constant.

Figure 5: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

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2.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de collecteur R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie Tr1 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 6: PA Driver – 1e Etage en régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 7: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 8 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri varie dans le sens inverse de la résistance de charge Rload. Plus Rload augmente plus Ri diminue. Ri = 50 Ohms @ 14MHz pour Rload = 500 Ohms.

Figure 8: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance d’entrée

2.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 9: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 10 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 250 Ohms @ 14MHz.

Figure 10: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance de sortie

2.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 7 ci-dessus. La figure 11 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 25 @ 14MHz.

Figure 11: PA Driver – 1er Etage – Graphe du gain en tension

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3. 2ème étage

Description :

un transistor NPN 2N2219A,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur en régime variable,
collecteur chargé par l’inductance L4.

3.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 12 ci-dessous montre le circuit de simulation LTspice.
Le courant circulant dans le pont de base R5, R6 de Q2, circule aussi dans R2. Il est très faible et ne modifie pratiquement pas le point de repos de Q1.

Figure 12: PA Driver – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.55347         voltage
V(c1):           12.8484         voltage
V(e1):           0.800238        voltage
V(b2):           1.04664         voltage
V(c2):           13.7998         voltage
V(e2):           0.282715        voltage
Ic(Q1):          0.036257        device_current
Ib(Q1):          0.000117437     device_current
Ie(Q1):          -0.0363744      device_current
Ic(Q2):          0.0781274       device_current
Ib(Q2):          0.000404641     device_current
Ie(Q2):          -0.0785327      device_current
I(L3):           0.0781274       device_current
I(L4):           0.0781274       device_current
I(L2):           -0.043256       device_current
I(L1):           -0.0396797      device_current
I(R8):           0.078532        device_current
I(R6):           0.00317164      device_current
I(R5):           -0.00357628     device_current
I(R4):           0.0363744       device_current
I(R3):           0.043256        device_current
I(R2):           0.0034227       device_current
I(R1):           0.00330526      device_current
I(V1):           -0.121383       device_current

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Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 13: PA Driver – En régime continu

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3.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de base R5 est shuntée par son condensateur de découplage.
La résistance R7 relie la base au collecteur.
L’inductance L3 de forte valeur se comporte en HF comme une résistance infinie.
Le transformateur de sortie Tr2 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L5 = L6 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 14: PA Driver – En régime variable

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3.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 15: PA Driver – Mesure de la résistance d’entrée

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La figure 16 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri = 185 Ohms @ 14MHz pour Rload = 10 Ohms.

Figure 16: PA Driver – Graphe de la résistance d’entrée

3.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 17 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 17: PA Driver – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 18 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 10 Ohms @ 14MHz.

Figure 18: PA Driver – Graphe de la résistance de sortie

3.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 15 ci-dessus. La figure 19 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 24dB @ 14MHz.

Figure 19: PA Driver – Graphe du gain en tension

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3.2.4. Graphe des tensions

La figure 20 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec avec une tension d’entrée sinusoïdale V2 = 100 mVp de fréquence F = 14 MHz. Au delà de 300 mVp à l’entrée le signal est déformé ou écrêté. Ce qui permet d’obtenir 6 Vp maximum sur 50 Ω en sortie.

Figure 20: PA Driver – Graphe des tensions

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4. Réalisation

4.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 =18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. Une résistance provisoire de 10 Ω a été placée en sortie pour le test.

Photo 1: Circuit imprimé du PA Driver

4.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

4.3. Refroidissement des transistors

Le transistor 2N2219A polarisé en classe A, chauffe. Il faut aider le composant à évacuer la chaleur sous peine de destruction. J’ utilise pour cela un dissipateur adapté au boîtier du transistor.

4.4. Bobinages

La fabrication des bobinages est très simple. J’ai utilisé des tores FT37-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs Tr1 et Tr2
Pour réaliser Tr1, j’ai préparé 2 morceaux identiques de 16 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. J’ai noué une extrémité de ces 2 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43. Important! Le transformateur est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du transformateur. Tr2 est identique à Tr1.

Bobine L4
Couper 15 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43.

4.5. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V.

5. Test

5.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

5.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du mélangeur de l’émetteur dont la description fera l’objet d’un prochain article.

5.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 2: Signal d’entrée du PA Driver

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal de sortie Vout ≈ 3,3 V pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du PA Driver

Le gain en tension Avt = Vout/Vin = 15,4 dB @ 14,100MHz. A comparer avec les 24 dB obtenus en simulation.

Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Détecteur de produit

admin — Fri, 21 Dec 2012 17:18:35 +0000

Avec cet article, j’arrive à la fin de la chaîne de traitement du signal IF. Un détecteur de produit est un mélangeur. A sa sortie on obtient le signal BF résultant du produit du signal issu du BFO avec celui issu de l’amplificateur IF.

1. Description

Pour simplifier, j’ai repris l’acquis de l’étude du mélangeur équilibré à diodes. Comme le montre la figure 1, mon détecteur de produit est un mélangeur équilibré à deux diodes. Il est précédé d’un atténuateur, en prévision de l’évolution du transceiver vers la SSB, le détecteur de produit sera alors utilisé comme mélangeur équilibré, l’atténuateur (en sortie) limitera alors les pertes par réflexion (return loss). Mais ceci fera l’objet d’une analyse ultérieure. L’équilibrage est obtenu dans la partie réactive par un condensateur fixe C1 est un condensateur ajustable C2. La partie résistive est équilibrée par deux résistances égales R1 et R2. L’atténuateur a été calculé avec la méthode décrite dans l’article Atténuateur en pi.

Figure 1: Détecteur de produit

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2. Analyse en régime variable

2.1. Le transformateur de sortie T1

Le transformateur T1 est la copie de celui utilisé pour le mélangeur équilibré à diodes. J’ai utilisé un tore FT37-43 que j’avais en stock acheté chez kits and parts. Ses caractéristiques sont adaptées à cet usage:

Wideband Transformers 5 – 400 MHz
AL = 350 nH/tour².

Le transformateur est fait de 10 tours de 3 fils torsadés. La bobine L1 est connectée au BFO. Les bobines L2 et L3 sont en série. La fabrication de son modèle est expliquée dans l’article décrivant le mélangeur équilibré à diodes.

2.2. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre les signaux obtenus avec les options suivantes:

simulation Transient, Stop Time 5000u, Maximum Timestep 0.025us
générateur BFO V1: SINE(0 700m 10.2408Meg 0),
générateur IF V2: SINE(0 10m 10.24Meg 0).

Figure 2: Graphe des tensions et courants

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3. Réalisation

3.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 56 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8mm, 7 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×7 =21 îlots de 8x8mm. Il y a de la place, quelques îlots sont en réserve.

Photo 1: Circuit imprimé du détecteur de produit

7.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Le condensateur C2 est un petit trimmer céramique. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,20 mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

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Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer

admin — Sun, 12 Aug 2012 15:09:38 +0000

» Le premier était de ne recevoir jamais aucune chose pour vraie que je ne la connusse évidemment être telle; c’est-à-dire, d’éviter soigneusement la précipitation et la prévention, et de ne comprendre rien de plus en mes jugements que ce qui se présenteroit si clairement et si distinctement à mon esprit, que je n’eusse aucune occasion de le mettre en doute. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

Le mélangeur est le point d’entrée de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire. A ce stade de la réalisation faisons le point :
le signal de la bande 14MHz, venant de l’antenne a été filtré pour ne garder que la bande qui nous intéresse et amplifié,
l’oscillateur local, le VFO, génère un signal de 3,760 à 4,110MHz.

Ces deux signaux seront combinés pour obtenir un signal de fréquence intermédiaire de 10,240MHz qui sera filtré et amplifié.

L’avantage de ce changement de fréquence est de pouvoir construire des circuits spécialisés sur cette bande quelque soit, dans certaines limites, le signal reçu. Chaque médaille a son revers, l’introduction d’étages supplémentaires augmente le bruit, le « mélange » produit des harmoniques. Tout l’objet de la conception visera à éliminer ces inconvénients.

De la conception à la réalisation
« Le second, de diviser chacune des difficultés que j’examinerois, en autant de parcelles qu’il se pourroit, et qu’il seroit requis pour les mieux résoudre.

Le troisième, de conduire par ordre mes pensées, en commençant par les objets les plus simples et les plus aisés à connoître, pour monter peu à peu comme par degrés jusques à la connoissance des plus composés, et supposant même de l’ordre entre ceux qui ne se précèdent point naturellement les uns les autres.

Et le dernier, de faire partout des dénombrements si entiers et des revues si générales, que je fusse assuré de ne rien omettre. » Descartes, Discours de la méthode (1637).

J’ai choisi délibérément de réaliser ce transceiver en n’utilisant que diodes et transistors. Les éléments les plus complexes sont réalisés à partir d’éléments simples dont il faut assimiler le fonctionnement. Je me suis orienté naturellement vers la réalisation du mélangeur à diode décrit sur le schéma suivant.

Schéma 1: Diode Ring Mixer

Télécharger les fichiers Kicad du schéma .

Assurément un mélangeur n’est pas une boîte dans laquelle on fait passer 2 signaux, de laquelle il sort un « mélange » après avoir agité le tout ! Avec l’apparition des simulateurs il est possible de se représenter le fonctionnement de ce système composé de 4 diodes et de 2 transformateurs. Pourquoi s’en priver.

L’opération consiste en réalité en un produit de 2 signaux qui donne en sortie la somme et la différence des 2 signaux et une infinité d’harmoniques impaires. Notre mélangeur est plus précisément un multiplieur, servant dans ce cas à la transposition de fréquence.

Le mélangeur équilibré à diode est un dispositif non-linéaire passif utilisé pour effectuer la translation de fréquence du spectre du signal RF. La translation est obtenue à partir d’une multiplication analogique entre le signal RF et l’oscillateur local LO.

Le mélangeur double équilibré à 4 diodes
Il est formé d’un anneau de 4 diodes schottky connectés à 2 transformateurs large bande identiques.

Chaque transformateur utilise 3 bobines identiques. Les 2 bobines du secondaire sont connectées en série. Il comprend:
une entrée pour le signal de l’oscillateur LO, typiquement de plusieurs volts,
une entrée pour le signal radio RF, typiquement de 50 à 100mV,
une sortie pour la fréquence intermédiaire FI.

Fonctionnement
Le signal provenant de l’oscillateur commute une paire de diodes à la demie sinusoïde positive et l’autre paire de diodes à la demie sinusoïde négative. Le signal RF traverse et arrive à la sortie pendant le temps de conduction de chacune de ces paires de diodes. Ce signal change de polarité au rythme de la fréquence de l’oscillateur.

Un peu de math pour comprendre
On retrouve les identités trigonométriques en utilisant les géniales formules d’Euler:

Soit à trouver le résultat du produit cos(a).cos(b)

Nota: les formules sont éditées avec le plugin wpmathpub de Ron Fredericks

La tension de l’oscillateur V_LO rend alternativement les diodes passantes et non passantes ce qui à pour effet de multiplier V_RF par le signal rectangulaire V_LO.

Calculons le produit:
V_IF(t) = (V_RF (t)).(V_LO (t))
Soit V_RF (t )= A_RF.cos(ω_RFt)
Le signal rectangulaire s’écrit :
V_LO (t) = (4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + …]

D’où le produit :
V_IF(t)= [A_RF.cos(ω_RFt)].[(4/π).[cos(ω_LOt) + (1/3).cos(3ω_LOt) + (1/5).cos(5ω_LOt) + … ]

Transformation en somme:
V_IF(t) = (2/π).A_RF[(cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + (1/3).(cos((3ω_LO + ω_RF)t) + cos((3ω_LO - ω_RF)t)) + (1/5).(cos((5ω_LO + ω_RF )t) + cos((5ω_LO - ω_RF)t)) + …]
V_IF(t) = (2/π).A_RF[cos((ω_LO + ω_RF )t) + cos((ω_LO - ω_RF )t) + produits d'intermodulation]

Plus simplement, le mélangeur à diode produit les fréquences:

F_FI = nF_LO ± F_RF avec n = entier impair = 1, 3, 5, …

Simulation
Ce montage est aussi l’occasion de continuer à approfondir ma connaissance du simulateur LTspice. Il existe de nombreux tutoriels. L’un de ceux que je préfère est celui de DG8GB, Gunthard Kraus, professeur à Elektronikschule de Tettnang (Allemagne). Je dévore ses articles, remarquables de clarté et de précision.

Voici le programme de simulation:
créer un modèle de transformateur,
vérifier la bande passante de ce transformateur,
analyser le fonctionnement du mélangeur.

Le transformateur xfmr_30u_30u30u
Le modèle comprend 2 parties:
le symbole,
le circuit.

Créer un symbole et y associer un circuit est assez simple avec LTspice. Il faut passer par 2 étapes :
créer la netlist du circuit,
créer le symbole et y associer la netlist du circuit.

Créer la netlist
LTspice le fait en grande partie pour vous. Avec l’éditeur de schéma, dessiner le circuit figure 1. Important! Affecter des étiquettes aux entrées et sorties du circuit. Ici notre circuit est simple, il s’agit d’un transformateur parfait. Il est possible d’ ajouter, condensateurs et résistances pour représenter les capacités et les résistances parasites.

Figure 1: schéma du transformateur

En cliquant dans le menu sur View et sur Spice Netlist, LTspice affiche la netlist figure 2.

Figure 2: netlist du transformateur

Pour la transformer en subcircuit la copier et la coller dans votre éditeur de texte (notepad ou autre), y ajouter la ligne SUBCKT nomducircuit noeud1 noeud2, noeudn.. dans l’ordre des pins du symbole, enlever la ligne .backanno, remplacer la ligne .end par .ENDS. Il est aussi intéressant le placer en tête quelques commentaires. Voici le résultat:

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20Mixer\ltc\xfmr_30u_30u30u.asc
* xfmr_30u_30u30u Transformer primary 1 secondary 2 SUBCIRCUIT
* CREATED ON 17/07/2012 AT 13:37
* CONNECTIONS:          Primary 1
*                       | Primary 2
*                       | | 1 Secondary 3
*                       | | | 1 Secondary 4
*                       | | | | 2 Secondary 5
*                       | | | | | 2 Secondary 6
.SUBCKT xfmr_30u_30u30u 1 2 3 4 5 6
L1 2 1 30uH
L2 4 3 30uH
L3 6 5 30uH
k L1 L2 L3 1
.ends

Ceci fait, enregistrer votre fichier en l’appelant xfmr_30u_30u30u.lib dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .

Créer le symbole
Avec l’éditeur de symbole figure 3, dessinez comme vous voulez. Le plus important étant la définition des pins qui doivent être dans le même ordre que les noeuds de la ligne SUBCKT. Imaginez cela comme un connecteur où le symbole s’enficherait sur sa netlist.

Figure 3: symbol du transformateur

Le second point important est de définir des attributs figure 4. Pour ce faire choisir dans le menu Edit Attributes.

Figure 4: définition des attributs

Enfin avec Edit Attribute Window choisir les attributs qui seront affichés avec le symbole. J’ai choisi Value et Spicemodel

Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire xfmr qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole xfmr_30u_30u30u.asy dans ce répertoire.

Du choix du transformateur
Il est intéressant d’examiner la courbe de réponse du transformateur. Il est fait de 8 à 10 tours de fil #28AWG bobinés sur un tore FT37-43.

La fiche technique du tore (source kits and parts) indique:
Wideband Transformers 5 – 400 MHz
Power Transformers 0.5 – 30 MHz
RFI Suppression 5 – 500 MHz
AL = 350 +/- 20 % Actual measured AL using 10 turns #28 wire ( #28AWG = D = 0,321mm).

Bobiner 10 tours, donne L = AL*Tours²/1000 = 28 à 42uH.
Bobiner 8 tours, donne L = 18 à 27uH.

A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 5. Sachant que le transformateur travaille alternativement avec seulement un secondaire en action pendant que l’autre est au repos, la simulation est faite sur un secondaire chargé avec 50Ω, tandis que l’autre n’est pas laissé en l’air pour éviter une erreur dans Error log, est chargé avec une résistance de 10MΩ.

Figure 5: Circuit de simulation de la bande passante du transformateur

La figure 6 montre le résultat obtenu. La bande passante s’étend de 130KHz à plus de 100MHz. Le même essai avec un transformateur de 20uH montre que la bande passante s’étend de 200KHz à plus de 100MHz.

Figure 6: bande passante du transformateur

Du choix des diodes
Le réseau de diodes est fait de diodes schottky ou de diodes courantes type 1N4148. Il me parait intéressant de comparer le fonctionnement du circuit dans chacun de ces 2 cas. A cette fin, j’ai utilisé le modèle de simulation figure 7 avec la diode schottky 1N5711 puis avec la diode 1N4148.

Un signal sinusoïdal V_RF = 100mV peak, de fréquence F=14MHz est appliqué à l’entrée RF. Un signal sinusoïdal V_LO = 2V peak, de fréquence F=3,76MHz est appliqué à l’entrée LO. Nous obtiendrons en sortie IF = 14,0 – 3,76 = 10,240 MHz. Les entrées et la sortie sont normalisées à 50Ω.

Figure 7: circuit de simulation du DBM

La simulation nous permettra d’examiner la forme des signaux en fonction du temps. L’analyse FFT (Fast Fourier Transform) nous donnera le spectre des fréquences.

La durée de simulation = 20us nous donne dans l’analyse FFT une résolution F=1/20us = 50KHz. Avec un intervalle de temps de 0,1ns nous obtenons un minimum de 20us/0,1ns = 200 000 exemples, il est ainsi possible de choisir la valeur de 131 072 pour l’analyse FFT. La compression de données est OFF. La méthode d’intégration est GEAR.

Note importante au sujet des paramètres de simulation
Les paramètres de simulation doivent être réglés avec soin pour éviter distorsions et erreurs de calcul (cf note de DG8GB).

La durée de simulation est liée au degré de résolution de la fréquence par la relation:
F = 1/(durée de simulation).

Le paramètre Maximum Timestep est l’espace de temps entre 2 points du diagramme et détermine la fréquence minimum des exemples:
fsample = 1 / Maximum Timestep.

Cette fréquence doit toujours être plus grande à 2 fois la composante spectrale maximum (loi de Shannon). Le non respect de cette loi entraîne des distorsions de repliement de spectre ou Aliasing distortions (distorsions d’image).

Une seconde loi doit être respectée pour éviter des erreurs de calcul.
Il faut Nombre d’exemples simulés = MaximumTimestep/Durée de simulation toujours plus grand que le nombre d’exemples utilisés par l’analyse FFT. La valeur par défaut proposée (Number of data point samples in time) = 65 536. Pour obtenir une plus grande précision il est préférable d’utiliser 131 072. Ainsi pour produire 200 000 exemples sur une durée de temps de 20us il faut:
Maximum Timestep = Durée de simulation/200 000 = 20us/200 000 = 0,1ns.

Il faut aussi couper la compression de données pour éviter de réduire le nombre d’exemples produits.

Enfin en simulation de circuits RF, toujours utiliser l’intégration GEAR. Pour cela dans le menu Simulate Control Panel – onglet SPICE – option Default Integration method cocher GEAR.

La figure 8 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période. Dans la partie positive du signal LO, la phase du signal RF ne change pas. Dans la partie négative du signal LO, la phase du signal RF est changée de 180 degrés.

Figure 8: signal IF

La figure 9 montre le résultat de l’analyse FFT sous une présentation linéaire pour calculer les pertes de conversion. Comme indiqué dans les paramètres FFT, les tensions sont données en valeur RMS.

Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 17,9mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 17,9mV.

Figure 9: analyse FFT

A partir de ce graphe nous pouvons calculer les pertes de conversion.
La tension V_RF = 100mV peak donne V_RF RMS = 70.7mV.
Le signal incident est égal à la moitié de cette valeur = 35.35mV.
Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/17,9) = 5,9 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

La figure 10 montre, sur une période LO du curseur 1 au curseur 2, l’inversion du signal RF au centre de la période avec une diode 1N4148. On observe un bruit plus important à l’inversion de polarité.

La figure 11 montre le résultat de l’analyse FFT avec une diode 1N4148.
Le curseur 1 montre pour IF = 10,24MHz une tension RMS = 18,6mV.
Le curseur 2 montre pour IF = 17,76MHz une tension RMS = 22,6mV.

: Figure 9: analyse FFT

Ainsi la perte de conversion a = 20 log (35,35/18,6) = 5,6 dB.
Ce qui donnera en réalité une perte minimum de 6dB.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,1 x 2 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai changé de méthode cette fois. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn.

Transformateur
Pour réaliser ce bobinage trifilaire, j’ai préparé 3 morceaux identiques de 17 cm de fil de cuivre émaillé de 0,32mm. J’ai noué une extrémité de ces 3 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 à 60 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Important! Le secondaire est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du secondaire.

Photo 1: circuit imprimé du Mélangeur

Test
Dispositif
Générateur HF fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Nota: je prévois de conserver cet atténuateur et de le rendre commutable au moyen d’un commutateur DPDT. C’est un moyen simple pour diminuer la puissance d’entrée et améliorer les performances d’intermodulation du mélangeur.
Résistance de charge connectée en sortie du mélangeur = 47 ohms ≈ 50 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.
Résultat
La photo 2 ci-dessous montre le signal obtenu en sortie ≈ 125mVrms, échelle Y=10mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5.

Photo 2: signal de sortie du Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
A discussion on mixer – VK5BR Lloyd Butler
Mixers Part1 & Part2 Theory and Technology – Bert C. Henderson
Mixers – Liam Devlin

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Transceiver CW 20 m – Récepteur – Amplificateur RF

admin — Tue, 17 Apr 2012 14:10:43 +0000

Cet étage est basé sur le modèle Common Base Transformer Feedback Norton Amplifier. Cet amplificateur a initialement été décrit par Dr. David E. Norton. Il utilise un amplificateur à base commune qui introduit une contre réaction par transformateur, du collecteur à l’émetteur.

L’amplificateur NORTON

Norton démontre dans une analyse théorique du schéma ci-dessus avec les hypothèses simplificatrices suivantes:
le transistor a une impédance d’entrée nulle et une impédance de sortie infinie,
le gain en courant = 1, que la correspondance des impédances sera obtenue si le rapport de transformation n1: n2: n3 du transformateur satisfait à la condition 1: n: m où n = m2 – m – 1. Il démontre aussi que le gain en puissance est m2.

Le rapport du nombre de tours du transformateur définit le gain et adapte la sortie à la charge. Le résultat est un amplificateur à bruit de phase très faible, et à l’isolement inverse bon dans ma plage d’utilisation.

Dans sa note, Dallas Lankford décrit le résultat des expériences réalisées avec cet amplificateur. Il indique que l’impédance d’entrée dépend et, est égale à l’impédance de charge. De plus, le transformateur de l’amplificateur est un transformateur à large bande, avec une gamme de fréquence qui dépend des paramètres de transformation. Ainsi, la gamme de fréquences pour laquelle l’amplificateur fournit la correspondance entre les impédances d’entrée et de charge, ne dépasse pas la plage de fréquences du transformateur. Les ratios admissibles comprennent 1:1:2, 1:5:3, 1:11:4, 1:19:5, et ainsi de suite. Ainsi, avec un ratio 1:1:2 l’amplification = 4, et le gain = 10 log (4) = 6,02 dB, avec un ratio 1:5:3 l’amplification = 9, le gain = 10 log (9) = 9,54 dB, avec un ratio 1:11:4 le gain = 10 log (16) = 12,04 dB, avec un ratio 1:19:5 le gain = 10 log (25) = 13,98 dB, et ainsi de suite. Le nombre de spires du transformateur peut être modifié pour s’ajuster à la gamme de fréquences de l’amplificateur à condition que le ratio soit maintenu. Par exemple, un amplificateur 1:5:3 peut avoir 1:5:3 ou 2:10:6 ou 3:15:9 tours pour n1: n2: n3 et ainsi de suite. Les points de mise en phase du transformateur indiqués sur le schéma doivent être observés. Comme l’ amplificateur utilise la contre réaction, une inversion serait susceptible d’entraîner l’oscillation de l’amplificateur et en dégraderait les performances.

Application
J’ai repris le schéma de K8IQY. La base du transistor est polarisée avec une LED 2V, 2mA. J’ai simplement remplacé le transistor 2N2222 par le 2N3904 et ajouté un condensateur de liaison C5 = 100 nF entre le filtre passe bande et l’amplificateur. Le tore utilisé est un FT37-43 acheté chez Kits and Parts . Le bobinage 1:11:4 pour obtenir un gain de 12dB dans la bande 14MHz, a été réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0.7 mm récupéré sur un ancien téléviseur. Mini tore calculateur , indique l’inductance pour chaque bobine : 300 nH : 36.3 uH : 4,8 uH. Le bobinage, côté collecteur du transistor est fait de 15 tours de fil avec une prise à 4 tours côté froid. Côté émetteur du transistor, le bobinage est fait d’un fil passé dans le tore côté froid (attention à la phase, voir photo plus bas au paragraphe réalisation).

Télécharger les fichiers Kicad du schèma .

Simulation
Les outils disponibles sur internet permettent de vérifier et de régler les tensions, courants d’un circuit par calcul, de visualiser le fonctionnement d’un circuit par des graphes, d’en modifier le comportement par des paramètres.
J’utilise l’outil gratuit LTspiceIV de LINEAR TECHNOLOGY. Voici le modèle de simulation:

Paramètres de simulation
Pour l’étude il est intéressant de paramétrer l’élément fondamental du circuit, le transformateur. Il sera toujours possible ainsi de l’adapter au tore utilisé et à la bande passante désirée. Cela est fait en reprenant le paramètre magnétique du tore appelé inductance factor A_L et en l’utilisant pour calculer les inductances L1, L2, L3 de façon suivante:
.param L=300n (valeur de Al)
L1 = {L} (L1 = 1 tour * Al = 300 n)
L2 = {4*4*L} (L2 = (4 tours)² * Al = 4,800 u)
L3 = {11*11*L} (L3 = (11 tours)² * Al = 36,300 u)
Pour étudier la polarisation du transistor:
.param Rb=3.3k ;2n3904 (polarisation de la base du transistor)
.param Re=56 (résistance d’émetteur)

Simulation 1 : analyse transitoire
Elle calcule les variables du circuit en fonction du temps. Une tension sinusoïdale Vpp = 2 V peak to peak et F = 14 MHz est injectée à l’entrée du circuit au travers d’ une résistance de 47 Ohms et l’on observe la tension à la sortie. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure Tran VoutPP PP V(OUT) (tension pp de sortie)
.measure Tran VxPP PP V(x) (tension pp au point x d’entrée)
.measure Tran VinPP PP V(IN) (tension pp par le générateur)
.measure Tran Zin PARAM 47*VxPP/(VinPP-VxPP) (impédance d’entrée)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
voutpp: PP(v(out))=4.02434 Vpp FROM 0 TO 0.001
vxpp: PP(v(x))=1.02666 Vpp FROM 0 TO 0.001
vinpp: PP(v(in))=1.99613 Vpp FROM 0 TO 0.001
zin: 47*vxpp/(vinpp-vxpp)=49.7726 Ohms

Simulation 2 : analyse petit signal AC
Elle calcule automatiquement le point de polarisation du circuit pour ensuite établir le schéma équivalent petit signal de tous les éléments non linéaires du circuit (diodes, transistors bipolaires,etc…). Elle visualise la courbe de réponse, amplitude et phase des différentes grandeurs du circuit en fonction de la fréquence lorsqu’un signal d’amplitude infinitésimale est appliqué au circuit. Au cours de cette analyse on calcule:
.measure AC OUTMAX max mag(V(out)) (Gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz)
.measure AC out1 find mag(V(out)) AT 14Meg (Gain maximum à 14 MHz)

Voici le graphe obtenu:

Résultat des calculs:
outmax: MAX(mag(v(out)))=(11.9227dB,0°) FROM 1e+006 TO 1e+008
out1: mag(v(out))=(11.9218dB,0°) at 1.4e+007

Observations
On constate sur le premier graphe la parfaite amplification du signal. Sur le second graphe on note que la courbe de réponse est plate dans la partie des 14 Mhz et sur une très large bande. Le gain à 14 MHz = 11,92 dB est approximativement le gain maximum sur la plage 1 à 100 MHz et correspond au gain théorique prévu de 12 dB avec le transformateur 1:11:4.

Télécharger les fichiers LTspice de la simulation .

Réalisation
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 5 x 3,8 cm. La gravure est simple: 4 x 3 = 12 îlots identiques. Un îlot a été découpé en 2 parties pour le transistor. Cette plaque est soudée au moyen du fil de masse sur la plaque d’époxy cuivrée qui sert de support à toutes les cartes et reliée par un condensateur de 100 nF au filtre passe bande. La photo 1 montre le circuit. Pour obtenir la valeur désirée, certaines résistances sont obtenues en soudant 2 résistances en parallèle. Les condensateurs de découplage de 100 nF sont des CMS 1206. Ces composants minuscules se soudent très facilement en utilisant la technique décrite par Francis THOBOIS. La photo 2 montre comment l’inductance L1 est enroulée sur le tore.

Photo 1

Photo 2

Test
Je me suis assuré d’abord des valeurs des tensions:
alimentation = 13,8 V
aux bornes de la LED = 2 V
jonction base et émetteur Vbe = 0.7 V
aux bornes de la résistance d’émetteur = 1,11 V.
Pas de fumée, tout est OK!

Pour tester le circuit, j’ai utilisé un petit générateur HF. J’ai injecté un signal de 14 MHz à l’entrée du filtre passe bande et observé le résultat à l’oscilloscope.

Photo 3 signal en sortie de l’amplificateur

La mesure donne:
signal à l’entrée de l’amplificateur Vin = 36 mVpp
signal à la sortie de l’amplificateur Vout = 128 mVpp.
Gain en puissance = 10 log Pout/Pin = 10 log Uout²/Uin² quand les impédances Zin=Zout, soit 20 log Uout/Uin = 20 log 128/36 = 11 dB.
La mesure confirme la théorie.

Références
- Common Base Transformer Feedback Norton Amplifiers de Dallas Lankford, 8 VI 94, rev. 21 V 07,
- Development of a low noise high reverse isolation low distortion RF Amplifier de KO4BB,
- Notes on Common-Emitter Transformer Feedback Amplifiers de KE5FX,
- Transistor Amplifier with Impedance Matching Transformer David E. Norton, US Patent 3,891,934, June 1975 (expired)
- A 20 Meter, Discrete Component CW Transceiver Built Manhattan-style de Jim Kortge K8IQY.

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