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Transceiver CW 20 m – Module RF Version 2

admin — Mon, 02 Feb 2015 11:38:43 +0000

J’ai commencé la réalisation du châssis et du boîtier. J’ai choisi de monter chaque module sur plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm. Disponibles sur Ebay, ces plaquettes sont de bonne qualité, d’un prix abordable achetées par paquet. Elles sont fixées sur le châssis. Je reviendrai plus tard sur sa fabrication. Avec la première version j’ai repris lentement possession d’un domaine que j’avais laissé depuis longtemps (Photo ci-contre L’ Emission et la Réception d’Amateur de Roger A. RAFFIN F3AV 6ème édition 1966).

Fiat lux… A l’écoute des QSO, à l’observation des performances du récepteur, à la lumière de l’expérience acquise je révise chaque module.

1. Description fonctionnelle

Il comprend les éléments suivants:

le commutateur Rx/Tx,
le limiteur à diode,
l’atténuateur,
le filtre passe bande,
l’amplificateur RF.

Le schéma fonctionnel est représenté figure 1. Chaque élément est décrit dans les paragraphes suivants.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

2. Commutateur Rx/Tx

Figure 2 – Commutation + limiteur + Attenuateur

La figure 2 ci-dessus montre les 3 premiers éléments du module soumis à LTSPICE. Pour simplifier le schéma, le commutateur a été réduit à la commutation de l’antenne. Le transistor de commande 2N3906 et la clef sont simplement figurés par la source de tension continue V3, ligne appelée TxLine figure 2.

Le dispositif de commutation est entièrement électronique. Il n’a pas changé. Une LED témoin et sa résistance série de 1 KΩ ont été ajoutées sur la ligne Tx_Vcc. Il est construit autour d’un transistor bipolaire PNP 2N3906 et de 3 transistors MOSFET canal N à enrichissement 2N7000. On se reportera utilement à l’article commutation Rx/Tx pour l’examen du schéma et du chronogramme de commutation produit par LTSPICE.

L’antenne est connectée en permanence au récepteur et à l’émetteur. Au repos, le dispositif est en position de réception. A l’entrée, la ligne de commande KEY est connectée à la clef. Cette ligne actionne le transistor 2N3906 monté en commutation. Clef levée, le transistor est coupé, c’est la position de réception, la tension Tx_Vcc = 0 (émetteur coupé), RIT actif, No_MUTE actif . Clef baissée, le transistor conduit, c’est la position d’émission, l’antenne est coupée du récepteur, Tx_Vcc = 12V (émetteur actif), RIT inactif, MUTE actif.

La commutation de l’antenne au récepteur est effectuée par 2 transistors 2N7000 fonctionnant de manière inverse, M1 et M3 figure 2. L’un, M1, est en série sur la ligne d’antenne, l’autre, M3, shunte la ligne d’antenne à la masse. Quand l’un conduit, l’autre est coupé. Ainsi, en réception, le transistor en série laisse passer le signal venant de l’antenne, alors que l’autre transistor est coupé et ne shunte pas le signal. Inversement, en émission, le transistor en série est coupé. Pour palier à toute fuite de signal provenant de l’émetteur, l’autre transistor shunte le résidu de signal vers la masse. C’est un 3ème transistor 2N7000 qui commande l’inversion, M2 figure 2.
En sortie, 3 lignes de commande:

Tx_Vcc,
RIT (Tx_Line),
No_MUTE (Drain de M2).

La ligne Tx_Vcc = 0 ou 12V, commande la mise sous tension des étages de l’émetteur, sauf les étages de puissance qui restent constamment sous tension.
La ligne RIT, commande le transistor 2N7000 qui commute l’action du RIT sur le VFO.
La ligne No_MUTE, commande le transistor 2N7000 qui commute l’amplificateur audio sur le moniteur CW.

Une cellule RC introduit, un retard lors du passage d’émission en réception (voir le chronogramme, ligne Tx_Line).

3. Limiteur à diodes

Deux diodes 1N4148 montées tête-bêche, shuntent l’entrée, assurent la protection du transistor suivant contre la HF provenant de l’émetteur. Ce procédé est fort bien expliqué ici.

4. Atténuateur

A l’usage, une commande de gain manuelle est fort utile pour atténuer certaines stations trop puissantes. Le dispositif d’atténuation est construit autour d’un commutateur rotatif 2 circuits 6 positions (parce que j’en avais un comme celui-là) et de 5 atténuateurs en PI. Un atténuateur est formé de 3 résistances, une résistance en série, 2 résistances en shunt. Son entrée et sa sortie sont normalisées à 50 Ω. J’ai utilisé chaque position du commutateur:

position 0: 0 dB (pas d’atténuation),
position 1: -6dB,
position 2: -10dB,
position 3: -12dB,
position 4: -18dB,
position 5: -20dB,

Pour calculer les résistances de chaque atténuateur, vous avez le choix. Qui aime le calcul, voici la formule simple qui part de l’atténuation souhaitée.
Soit un atténuateur
ou

Rs résistance d’entrée et de sortie normalisée = 50Ω
Rp résistance shunt = 50(1 + 0,5)/(1 – 0,5 ) = 150Ω
Ri résistance série = 50(1 – 0,5 x 0,5 )/2 x 0,5 = 37,5Ω
Il ne reste plus qu’à utiliser la valeur normalisée la plus proche.
Qui est curieux, voici mon article qui utilise le calculateur LTSPICE.
Qui préfère utiliser un des nombreux calculateurs, en voici un.

Un mot sur la méthode utilisée pour simuler avec LTSPICE l’action du commutateur rotatif de l’atténuateur. La diective table de LTSPICE permet de définir une liste de valeurs munie d’un index.

Variables :

Nat : compteur de position du commutateur d’atténuation
Rat1 : valeur des résistances shunt de l’atténuateur
Rat2 : valeur de la résistance série de l’atténuateur

Directives :

.step param Nat 0 5 1 : indique la plage de variation et le pas de progression du compteur Nat
.param Rat1=table(Nat, 0, 86k, 1, 150, 2, 100, 3, 82, 4, 68, 5, 56) : Valeurs successives de Rat1
.param Rat2=table(Nat, 0, 57m, 1, 39, 2, 68, 3, 100, 4, 180, 5, 270) : Valeurs successives de Rat2 avec table(Nom_index, index i, valeur(i), index i+1, valeur(i+1), …)

Algorithme

LTSPICE développe la boucle de programme qui pourrait ressembler à cela :

Nat=0 : initialiser l’ index
Début :
Résistance R6 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R7 = Rat1(Nat) = 86k
Résistance R8 = Rat2(Nat) = 57m
Calculs
Tracé des graphes, …
Nat = Nat+1 : incrémenter l’index du pas de progression
Si Nat <= 5 aller à Début : fin de boucle?
Fin

Remarque, la valeur 0dB qui représente l’absence d’atténuation est portée par les valeurs 86k et 57m qui donnent -1mdB, une valeur infime . En effet, LTSPICE oblige à faire R>0 (résistance non nulle) sous peine d’erreur.

La figure 3 ci-dessous montre le graphe de la résistance d’entrée et celui de l’atténuation en mode réception. La résistance d’entrée se situe autour de 50Ω @ 14MHz. L’atténuation s’étend de -1.8dB à -23dB. La figure 4 représente les mêmes graphes en mode émission. L’atténuation s’étend de -38dB à -60dB.

Le graphe du haut montre l’impédance représentée comme la somme d’une partie réelle et une partie imaginaire : Z = R +jX.
Le graphe du centre montre le module

Ainsi en réception, atténuateur = 0dB @14MHz, Z = 39 – j34 et |Z| = 51Ω.
-j34 représente la réactance capacitive d’un condensateur de 334pF @14MHz.

Figure 3 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en réception

Figure 4 – Graphe de la résistance d’entrée et de l’atténuation en émission

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

5. Filtre passe bande

J’ai utilisé Ansoft Designer SV version 2.2.0. C’est une version limitée pour l’éducation et libre, de ce fameux logiciel. Il offre de nombreuses possibilités pour l’amateur. Si vous voulez un tutoriel en voici un excellent, celui de Gunthard Kraus. Un vrai régal!

Figure 5 – Ansoft designer SV – choix du filtre

Dans le menu Project, choisir Insert Filter Design. Choisir le type de filtre. J’ai choisi Bandpass, Coupled resonator, Chebyshev, Ideal, Capacitiveliy coupled , figure 5 ci-dessus. Dans la fenêtre suivante figure 6, entrer les paramètres du filtre, l’ordre, la fréquence centrale, la largeur de bande (le logiciel calcule lui-même les fréquences fp1 et fp2), les résistances d’entrée et de sortie, une valeur de L réaliste et compatible avec le tore que vous souhaitez utiliser.

Figure 6 – Ansoft designer – Paramètres du filtre

En passant à la fenêtre suivante vous obtenez le filtre. Si les valeurs vous conviennent, cliquez sur Terminer, sinon cliquez sur Back et modifiez.

Figure 7 – Ansoft designer – Filtre terminé

En pratique, les inductances L=484nH seront obtenues en bobinant 11 tours de fil de 1mm (parce que j’en ai récupéré dans une vieille alimentation HS de PC) sur tore poudre de fer T50-6 (Al = 4nH/n²). Le calcul est simple n = √(484/4) = 11. Mini Tore calculateur de Wilfried Burmeister DL5SWB ou encore Dieter Gentzow W8DIZ le font pour vous. Les condensateurs de 190pF sont obtenus en mettant en parallèle un
condensateur de 150pF et un ajustable de 60pF qui permettra de régler le filtre.

Le filtre soumis à LTSPICE fait aussi bonne figure ci-dessous.

Figure 8 – Filtre soumis à LTSPICE

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Figure 9 – Amplificateur RF

6. Amplificateur RF

Cahier des charges

Amplificateur émetteur commun à transistor VHF UHF NPN MPSH10 : Gain β maxi = 60 à Ic= 4.0 mA, Vce= 10V.
Fréquence : bande des 14MHz.
Gain le l’étage limité à 15 dB maximum.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor, figure 9, est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re1+Re, en partie découplée. Re1 non découplée diminue le gain. Sa polarisation en tension est obtenue par la résistance de base Rb prise après la résistance de collecteur Rc régulant ainsi le courant. La résistance de collecteur Rc=51Ω fixe essentiellement la résistance de sortie.

Dans ces conditions on pose et on calcule :
Tension d’alimentation Vcc = 12V
Courant de collecteur de repos Ic = 7mA
Tension de collecteur Vc = 12V – (7mA * 51Ω) = 11.6V
Tension Vce = 9.6V ce qui donne tension d’émetteur Ve = 2V
Résistance d’émetteur Re1+Re = 2V/0.007mA = 285Ω, j’opte pour les valeurs normalisée Re1=4.7Ω et Re=270Ω
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 2V + 0,7V = 2,7V
Tension Vcb = 9V et Ib=Ic/39 = 0.179mA et Rb=9/0.179 = 50KΩ, j’opte pour la valeur normalisée Rb=47KΩ
La valeur 39 = BetaDC obtenue avec le paramètre du gain BF=60 et le courant Ib est fournie dans le fichier log par LTSPICE. La figure 10 montre comment on peut obtenir avec LTSPICE la courbe de variation du gain β en fonction de Ib et Vce.

Note: la directive ako de LTSPICE permet de redéfinir le modèle du transistor et de changer ses paramètres (voir schéma).

Figure 10 – Graphe du gain B en fonction de Ib et Vce

Analyse en régime continu

La figure 11 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Figure 11 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance de sortie

La figure 12 montre que la résistance de sortie reste autour de 50Ω dans la bande qui nous intéresse.

Figure 12 – LTSPICE graphe de la résistance de sortie

Analyse en régime variable – Graphe de la résistance d’entrée

La figure 13 montre la résistance d’entrée en fonction de la fréquence, selon 2 valeurs du paramètre BF. On note une petite variation: Re=280Ω @14MHz si BF=60. Re=310Ω @14MHz si BF=100.

Figure 13 – LTSPICE graphe de la résistance d’entrée en fonction de fréquence

Analyse en régime variable – Graphe des paramètres S en fonction de la fréquence

Le filtre passe bande est associé à l’amplificateur. Le graphe du bas, figure 14, montre que le gain S21 se situe autour de 15db@14MHz. L »analyse est faite avec BF=60 et BF=100. On ne constate pratiquement pas de différence. Le graphe du haut montre les facteurs de stabilité (Rollett stability factor). Pour obtenir kfactor et B1 il faut mettre dans le fichier plot.defs, les 2 fonctions ci-dessous. Pour ce faire, dans la fenêtre active de LTSPICE, placer vous sur le graphe obtenu (fichier raw), dans le menu Plot Settings, choisir Edit Plot Defs File, copier, coller les formules, fermer la fenêtre, quitter LTSPICE pour que les nouvelles fonctions soient prises en compte.

.func kfactor (S11,S21,S12,S22) {(1-abs(S11(v2))*abs(S11(v2))-abs(S22(v2))*(S22(v2))+abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2))*abs(S11(v2)*S22(v2)-S12(v2)*S21(v2)))/(2*abs(S12(v2))*abs(S21(v2)))}

.func B1 (S11,S22) { 1 – abs(S11(v2))**2 – abs(S22(v2))**2 – {sdelta (S11,S21,S12,S22)}**2 }

Figure 13 – LTSPICE graphe des paramètres S

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Analyse en régime variable – Graphe des tensions et courants en fonction du temps

Le circuit complet du module RF, figure 14, est présenté en mode réception. Le générateur en entrée produit une tension crête de 10mV @50Ω, figurant ainsi un signal de 1uW @14MHz soit -30dBm sur l’antenne. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10*log(P) avec P en milliwatt. Où P = 0.010V*0.010V*1000/(2*50Ω), il vient 10*log(0.001)=-30dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB (silent key). En sortie nous obtenons un signal de 25mV crête @50Ω soit 6.3uW.

Figure 14 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en réception

La figure 15, montre le circuit en mode émission. Comme le montre le graphe, le circuit n’est pas étanche à la HF. Pour ce faire je simule l’application d’un signal de 5.8W@14MHz soit une tension crête de 24V @50Ω.

Figure 15 – LTSPICE graphe des tensions et courants en fonction du temps en émission

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7. Réalisation

Il est temps de passer à la pratique. Comme le montre la figure 16, ci-dessous, le circuit tient sur une plaque PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm fixée sur le châssis. Les condensateurs du filtre passe-bande sont du type céramique NP0. Il y avait de la place, aussi ai-je préféré les composants traversants aux SMD.

Figure 16 – Vue du module RF

Les résistances de l’atténuateur sont soudées directement sur le commutateur rotatif fixé sur le panneau avant, voir figure 17. La réalisation du châssis fera l’objet d’un article.

Figure 17 – Vue de la face avant

8. Test

« La théorie, c’est quand on sait tout et que rien ne fonctionne. La pratique, c’est quand tout fonctionne et que personne ne sait pourquoi. » Albert EINSTEIN (1879-1955).

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Générateur HF maison 14 MHz.

Dispositif de test

Le générateur injecte sur l’entrée antenne du transceiver un signal Vp=50mV, mesuré à l’oscilloscope, dans la bande des 14MHz .
La sonde mesure le signal de sortie de l’amplificateur RF.

Mesure du signal

Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 0.5us/cm, X-MAGN x5. La figure 18 montre le signal qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 3,0cm*10*10mV/cm = 300mV, T = (0,7cm/5)*0,5us/cm = 0,07us, F = 1/T = 14,286MHz.
L’amplification en tension Av=300mV/50mV = 6 soit Adb = 20log6= 15,6db @50Ω.

Figure 18 – Mesure du signal de sortie de l’amplificateur RF

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
Ansoft DESIGNER SV 2.0 Tutorial for Beginners using Special Projects by Gunthard Kraus DG8GB
ANSYS

Index des articles de la catégorie Transceiver

Transceiver CW 20 m – Oscillateur à réseau déphaseur RC phase shift oscillator

admin — Thu, 09 Oct 2014 12:56:12 +0000

Figure 1 – CW sidetone

Là, posé sur l’établi le fer à souder encore chaud. Je reprends la plume pour rédiger cet article qui s’inscrit dans le projet de refonte de l’étage audio du transceiver qui sera composé des éléments suivants:

filtre CW passe-bande 100 Hz (cellule de Rauch),
préamplificateur passe bande,
oscillateur sidetone,
amplificateur,
mute.

J’ai cru bon commencer par ce qui me semblait le plus simple, l’oscillateur d’écoute locale ou sidetone.

En mode CW, le sidetone est la reproduction du code Morse émis à fréquence audible qui se situe en général de 400Hz à 1000Hz. Ma note préférée se situe autour de 500 à 700 Hz.

Pour obtenir un vrai signal sinusoïdal, agréable à l’oreille, dans cette gamme de basses fréquences, j’ai choisi l’oscillateur à réseau déphaseur RC.

Cet oscillateur est constitué d’un amplificateur inverseur et d’un circuit de réaction composé de 3 cellules RC. Chaque cellule produisant un déphasage de 0° à 90°, le déphasage total sera de 0° à 270° . A la fréquence d’oscillation le déphasage -180° produit par l’amplificateur inverseur est compensé par le déphasage 3*60° produit par les 3 cellule RC. L’expression de la fréquence d’oscillation est f0 = 1/(2πRC√6).

Voilà ! le décor est planté, il ne reste plus qu’à trouver les acteurs !

L’amplificateur inverseur :
Un transistor NPN 2n4401 au β suffisant pour assurer le maintien de l’oscillation.
Composants RC disponibles dans mon stock:
R = 1k, C = 100 nF, f0 = 650Hz,
R = 4,7k, C = 22 nF, f0 = 630Hz, c’est cette combinaison gagnante que je choisis.

En réalité nous verrons que la fréquence sera supérieure à celle calculée et se situera dans la gamme qui m’intéresse de 700Hz.

« Je n’ai fait celle-ci plus longue que parce que je n’ai pas eu le loisir de la faire plus courte » Blaise PASCAL, Les Provinciales (1656-1657).

Je pensais régler ce petit circuit en quelques heures. Comme d’habitude, j’ai commencé par collationner les schémas extraits d’internet. Méthodiquement, j’ai simulé chaque type de circuit avec LTSPICE en l’adaptant à mes composants. Certains ne passent pas la simulation LTSPICE. Ceux qui passent le test sont ensuite montés sur la protoboard. Les résultats sont étonnants. En réalité l’oscillateur s’avère capricieux. Le démarrage de l’oscillation difficile. Toutes les combinaisons RC ne fonctionnent pas. J’ai donc repris entièrement la conception du circuit pour l’adapter à mon cas.

1. Conception de l’oscillateur

Figure 2 – RC phase-shift oscillator

Cahier des charges

Type : oscillateur à réseau déphaseur RC représenté figure 2.
Fréquence : 500 à 700Hz.
Amplificateur inverseur à transistor NPN 2n4401: Gain β > 150 à 10mA.
Fréquence ajustable par résistance variable: 200Hz environ.
Alimentation: 13,8V régulé (celle du transceiver).

Calcul des éléments du circuit

Le transistor est monté en émetteur commun avec résistance d’émetteur Re découplée. Sa polarisation en tension est obtenue par le pont de base diviseur de tension formé des résistances R1 et R2.

On pose :
Tension d’alimentation Vcc = 13,8V
Courant de collecteur de repos Ic = 10mA
Tension d’émetteur Ve = 3V
Tension de base Vb = Ve + Vbe = 3V + 0,7V = 3,7V
Tension de collecteur Vc = 6V soit Vce = 3V
Cellule RC : 4,7KΩ et 22nF soit f0 = 630 Hz (la fréquence réelle sera supérieure).

On calcule :
Résistance d’émetteur Re = Ve/Ie = 3V/10mA= 300Ω avec Ie ≈ Ic.
Courant Ib = Ic/β = 10mA/150 = 0,067mA.
Courant du pont de base Ip = 10Ib = 0,670mA.
Résistance R2 = Vb/Ip = 3,7V/0,670mA = 5,6KΩ valeur normalisée.
Résistance R1 = (Vcc-Vb)/(Ip+Ib) = (13,8V-3,7V)/(0,670mA+0,067mA) = 15KΩ valeur normalisée.
Courant dans la première résistance R Ir = Vc/R = 6V/4,7KΩ = 1,3mA.
Résistance de collecteur Rc = (Vcc-Vc)/(Ic+Ir) = (13,8V-6V)/(10mA+1,3mA) = 680Ω valeur normalisée.
Ra est une résistance variable en série avec la dernière résistance R du réseau RC, elle permet de choisir la note dans la plage 500 à 700Hz. Sa valeur 10KΩ a été déterminée empiriquement par les essais.
Réactance de la capacité de découplage de l’émetteur XCe = 0,1Re = 0,1*300Ω = 30Ω.
Capacité de découplage de l’émetteur Ce = 1/(2π*100Hz*30Ω) = 53uF = 100uF valeur normalisée.

Figure 3 – LTSPICE analyse en régime continu

Analyse en régime continu

La figure 3 indique les valeurs des courants et tension du circuit calculés par LTSPICE.

Analyse en régime variable

La sortie de l’oscillateur est chargée par une résistance de 10KΩ qui représente le potentiomètre de gain à l’entrée de l’amplificateur audio. La figure 4 montre les courbes des tensions et courants principaux du circuit, tracées en faisant varier la résistance Ra en série avec R, pour connaître la plage de variation de la fréquence. Nous obtenons dans le fichier SPICE Error Log le résultat de la mesure:

Measurement: f[m] step 100/(t2-t1) 1 787.295 2 698.989 3 641.381 4 618.022

De Ra = 0 à 5KΩ la fréquence varie de 787 à 618Hz. Nous verrons plus loin que la fréquence réelle sera inférieure. Au delà, la simulation ne montre plus d’oscillation. Nous verrons qu’en pratique il n’en est rien.

Figure 4 – LTSPICE Analyse en régime variable

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Prototypage

L’ oscillateur est monté sur protoboard. La sortie connectée à mon fréquencemètre. Différentes valeurs de Ra sont connectées:
Ra = 0, f0 = 704Hz,
Ra = 1KΩ, f0 = 672Hz,
Ra = 4,7KΩ, f0 = 576Hz,
Ra = 8,2KΩ, f0 = 528Hz.
Je note que la fréquence reste très stable.

Figure 5 – Oscillateur: mesure du signal de sortie

Mesure du signal

La sonde passive x10 de l’oscilloscope est connectée à la sortie de l’oscillateur sur la charge de 10kΩ qui tient lieu de potentiomètre de gain à l’entrée de l’amplificateur audio. Réglage de l’oscilloscope Y = 10mV/cm, X = 1ms/cm. La figure 5 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 2,4cm*10*10mV/cm = 240mV, T = 1,8cm*1ms/cm = 1.8ms, F = 1/T = 555Hz. Ces valeurs me conviennent parfaitement. Je note aussi que l’oscillation fonctionne pour Ra > 5KΩ contrairement à la simulation.

Il m’a semblé intéressant aussi de mesurer le β du 2N4401 FAIRCHID semiconductor utilisé pour le test dans les conditions réelles.

Je mesure au multimètre:
Vcc = 13,75V
Vc = 6,10V
Ve = 2,98V
Vb = 3,65V
R1 =14,83KΩ
R2 = 5,59KΩ
Re =0,298KΩ
Ces valeurs correspondent tout à fait à celles obtenues en simulation.
Je calcule:
Ie = 2,98V/0,298KΩ = 10mA
Ir2 = 3,65V/5,59KΩ = 0,653mA
Ir1 = (13,75V-3,65V)/14,83KΩ = 0,681mA
Ib = Ir1 – Ir2 = 0,681mA – 0,653mA = 0,028mA
Ic = Ie – Ib = 10mA – 0,028mA = 9,972mA
β = Ic/Ib = 9,972mA/ 0,028mA = 356 (la datasheet de FAIRCHILD indique hfe Small-Signal Current Gain, min = 40 max = 500 @ IC= 1.0 mA, VCE= 10 V).

J’ai testé le montage avec d’autres transistors en gardant Ra=0. Voici les résultats:
2N3904
Vcc = 13,69V
Vc = 6,48V
Ve = 2,78V
Vb = 3,52V
β = 166
oscillation: oui

2N2222A
Vcc = 13,78V
Vc = 6,14V
Ve = 2,97V
Vb = 3,64V
β = 301
oscillation: oui

BC547C
Vcc = 13,73V
Vc = 6,01V
Ve = 3,01V
Vb = 3,67V
β = 480
oscillation: oui

Figure 6 – CW sidetone

2. Application – CW sidetone

Afin de valider l’expérience, j’ai monté le sidetone complet figure 6. La sortie de l’oscillateur est connectée à l’amplificateur audio LM386. La résistance R7 = 100 KΩ connectée à la sortie de l’oscillateur a 2 rôles: elle divise la tension de sortie par 10 environ pour éviter l’écrêtage du signal à l’entrée du LM386 (0.4V maxi), elle évite l’étouffement de l’oscillation sur toute la course du potentiomètre de gain.
Le circuit est câblé sur une plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm ( figure 1 et figure 7).
On trouve maintenant sur Ebay des modèles de ce type d’excellente qualité pour 45 centimes environ en les achetant par paquet de 5 ou plus.
Le montage fonctionne correctement. La note est ajustée au moyen de la résistance variable. Il est bien sûr possible de monter un potentiomètre en résistance variable pour sortir la commande sur le panneau du transceiver. Ce montage peut encore servir à l’entraînement au code Morse.

Figure 7 – CW sidetone (verso)

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Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur audio V2

admin — Thu, 07 Aug 2014 17:35:45 +0000

Figure 1: Amplificateur Audio V2

A l’usage j’ai trouvé l’amplificateur audio un peu faible. Je l’ai remplacé par le circuit figure 1 ci-contre. Le premier étage sert de tampon entre la sortie du détecteur de produit et l’amplificateur. Il est construit autour d’un transistor 2n3904. L’amplificateur est le classique LM386. Le transistor JFET canal N MPF102 sert à la fonction mute qui n’a pas changé. Le schéma et les fichiers de simulation sont disponibles en téléchargement.

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Transceiver CW 20 m – VFO V3

admin — Sat, 29 Mar 2014 11:21:51 +0000

Côte d’Opale

Dieu que notre planète est belle, que mon pays est beau, que ma région est belle! En cette fin de journée magnifique de début mars, le soleil se couche embrasant la côte d’Opale, les dernières grandes falaises de l’Europe occidentale. La Manche, paisible comme un lac, roule de petites vagues. Mon épouse et moi parcourons à grandes bouffées d’iode, le sentier du littoral de Boulogne sur Mer à Wimereux, jusqu’à la tombée de la nuit… C’est d’ici que le 27 Mars 1899, Marconi réussit la liaison radio télégraphique entre DOUVRES (South Foreland) et WIMEREUX .

« Hâtez-vous lentement, et, sans perdre courage,
Vingt fois sur le métier remettez votre ouvrage … » Nicolas BOILEAU, L’Art poétique (1674).

Le premier VFO (V1 et sa petite modification V2) que j’ai construit, dérive un peu trop à mon goût. Je reprends entièrement sa conception.

Figure 1 – Schéma fonctionnel

1. Schéma fonctionnel

La figure 1 montre les blocs qui composent le VFO: l’oscillateur, le buffer, l’amplificateur, l’amplificateur pour le fréquencemètre. Le bloc tune permet de faire varier la fréquence de l’oscillateur, le bloc RIT, actif en réception, permet de décaler légèrement la fréquence de l’oscillateur.

Figure 2 – Oscillateur Colpitts

2. L’oscillateur

La conception de l’oscillateur figure 2, s’inspire largement des articles remarquables de F5LVG, Olivier ERNST que j’ai lus et relus plusieurs fois, notamment ceux traitant des oscillateurs et des bobinages.

Figure 3 – LTSPICE analyse en régime continu

Cahier des charges

Type : oscillateur Colpitts
Fréquence : 3,76 à 3,86 MHz, les 100 premiers kHz dédié à la CW (IF = 10.240MHz).
Transistor UHF/VHF NPN MPSH10 : Fréquence de transition Ft = 600 MHz, Gain Bo = 60, Cbc = 0,7 pF, Cbe: 21 pF (à 2 mA), Fréquence de coupure Fc = Ft/Bo = 600/60 = 10 MHz, ( F5LVG utilise le BFR91A qui est bien meilleur Ft = 5 GHz, Bo =40 (min), Cbc = 0,6 pF, Cbe = 2,5 pF (à 2 mA), Fc = 125 MHz , je n’ai pas ce composant en stock, j’ai utilisé ce que j’avais) .
Accord par varicap: diode zener 1N4756.
RIT par varicap LED commandé par transistor NMOS 2N7000 fonctionnant en interrupteur.
Alimentation: 5V régulé extérieure au VFO.

Calcul de la capacité d’accord

Fosc = 4,11 MHz (F= Fosc + IF= 4,11 +10,240 = 14,350MHz
Cr = 50.Fosc MHz = 50*4,11=205pF
Ce = 100.Fosc MHz = 100*4,11 = 411pF
Cmax = 6000/FMHz = 6000/4,11 = 1459 pF
Cmax/2 = 729 pF
Pour obtenir une oscillation et une dérive minimum il faut que la capacité d’accord Caccord soit la plus grande possible et comprise entre Ce et Cmax/2 soit : 411 pF < Caccord < 729 pF. Je choisis donc C1 = C2 = 1000pF, Ca = 80pF (voir schéma figure 2). Ce qui donne (C1 en série avec C2) // Ca = (1000/2) + 80 = 580pF. Il me reste une marge de variation possible avec les diodes varicap de 100 pF environ.

Figure 4 – LTSPICE Analyse en régime variable

Calcul de la bobine d’accord

Avec Caccord = 500pF à 700pF on en déduit L compris entre 2,1uH et 3uH. Je choisis L=2,8 uH.

Analyse en régime continu

La figure 3 indique les valeurs des courants et tension du circuit. Pour le MPSH10 le courant Ic est fixé à 1,7 mA et le gain Bo (appelé BetaDC) du modèle = 100.

Analyse en régime variable

La sortie de l’oscillateur est chargée par une résistance de 5 KΩ qui représente la résistance d’entrée du Buffer. La figure 4 montre les courbes des tensions et courants principaux du circuit, tracées en faisant varier 2 paramètres: Wipertune et Wiperrit, pour connaître les bornes de la bande de fréquence avec RIT minimum et maximum. Nous obtenons dans le fichier SPICE Error Log le résultat de la mesure:
Measurement: f[m]
step   100/(t2-t1)
1   3.75089e+006
2   3.85194e+006
3   3.7484e+006
4   3.84954e+006
La partie de la bande balayée correspond bien aux 100 premiers KHz de la bande des 20 mètres. Le RIT décale la fréquence de 2,5 KHz environ.

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Figure 5 – Circuit oscillant interchangeable

Réalisation du circuit oscillant

J’ai adapté la méthode de F5LVG pour réaliser un circuit oscillant interchangeable (Figure 5). Le circuit oscillant (hors varicap) est monté sur une chute de plaque veroboard bakélite à bandes cuivrées au pas de 2.54mm . Trois contacts femelles de connecteurs Dupont sont soudés sur les bandes. Les condensateurs CMS NPo, le condensateur ajustable et la bobine sont soudés sur les bandes. L’ensemble est bien rigide. Il est destiné à être enfiché sur 3 broches au pas de 2,54 mm soudées sur le circuit imprimé. La bobine est constituée de 13 tours de fil de câblage de diamètre 0,5 mm, bobiné en vrac sur un tube de 21 mm. Deux petits bracelets de fil torsadé (chute de fil de câblage téléphone) maintiennent la bobine serrée.

Mesure du circuit Oscillant

La fréquence d’oscillation du circuit a été mesurée avec le vintage grid-dip Heathkit HD1250. Il m’indique F entre 3,7 MHz et 3,8 MHz.

3. Le buffer et les amplificateurs

L’ étage suivant l’oscillateur a été taillé sur mesure autour d’un 2n3904. Il vaut mieux savoir à qui j’ai à faire.

Figure 6 – Courbes caractéristiques du 2N3904

Pour fixer le point de fonctionnement, avec LTSPICE, j’ai commencé par tracer la courbe caractéristique d’entrée et la courbe caractéristique de transfert du transistor (figure 6).
La mesure simple du gain de mes 2n3904 effectuée au multimètre donne hfe = 125 à 150, je choisis 125. C’est le paramètre BF (Forward active current gain) qui indique le gain du transistor dans le modèle LTSPICE. Comme BF = 300 dans ce modèle, j’ai fixé ponctuellement BF = 125 en utilisant la directive alias AKO (A Kind Of) de LTSPICE.
Pour simplifier, j’ai choisi d’utiliser la même tension d’alimentation de 5V pour chaque étage du VFO.

4. Conception du buffer

Le buffer, figure 7, présente en entrée une haute impédance à l’oscillateur et une basse impédance en sortie à l’amplificateur suivant.

Figure 7 – Schéma du buffer

Cahier des charges

Type : collecteur commun (émetteur suiveur).
Tension d’alimentation Vcc : 5V.
Polarisation par pont de base.
Résistance d’entrée : haute > 4 KΩ.
Résistance de sortie : basse < 500Ω @ 4MHz.

Calcul du point de fonctionnement

Les résistances du pont de pont de base influent sur la résistance d’entrée, j’opte donc pour un faible courant de base et par suite un courant de collecteur faible. Je choisis Ic = 1,5 mA.
Pour une excursion maximum du signal, je fixe la tension d’émetteur Ve = Vcc/2 = 5/2 = 2,5 V.
Il vient résistance d’émetteur RE = 2,5/1,5 = 1,66 KΩ. Je n’ai pas en stock de résistance 1,66 KΩ la plus proche est 1,5 KΩ, j’opte donc pour RE = 1,5 KΩ.
Il vient Ic = 2,5/1,5= 1,67 mA. La tension de base Vb = Ve + Vce = 2,5 + 0,65 = 3,15 V. Sur le graphe figure 6 ou par le calcul on obtient le courant de base Ib = Ic/β = 1,67/125 = 13,36 uA. Pour un fonctionnement correct, le courant dans le pont de base Ip>>Ib, je choisis Ip = 10.Ib = 10 x 13,36 = 133 uA.

Figure 8 – Buffer: analyse en régime continu

Nous pouvons déduire la valeur des 2 résistances du pont de base RB2 =3,15/133 = 24 KΩ et RB1 = (5 – 3,15)/(133 + 13) = 12 KΩ. J’ai en stock 12 KΩ et 27 KΩ, j’opte donc pour ces 2 valeurs.
La simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu figure 8, montre Ic = 1,77 mA, Ib = 14 uA, Vce = 2,32 V d’où Ve = 5 – 2,32 = 2,68V valeurs proches de celles que j’ai fixées.

Calcul de la résistance d’entrée

Dans un tel montage la résistance d’entrée attendue est re = RB//(rbe+(β+1)Réqui) (cf Philippe Roux amplification_bipolaire.pdf).
RB = RB1//BR2 = 12//27 = 8,3 KΩ.
rbe = β.VT/Ic = 125 x 26 / 1,67 = 1,946 KΩ, avec VT = 26 mV à 25°C.
Réqui= rce//Re//RL.
rce = (Vce+|VA|)/Ic avec VA tension de Early du 2N3904 =-100V, rce=(2,5 + 100)/1,67 = 61,4 KΩ.
Réqui = 61,4//1,5//0,050 = 0,048 KΩ.
re = 8,3//(1,946+(125+1)0,048 ) = 4 KΩ.

Figure 9 – Buffer: simulation LTSPICE en régime variable

Le condensateur de liaison en sortie agit comme un filtre passe haut. La valeur choisie 100 pF intervient dans le calcul de Réqui. A 4 MHz sa valeur Xc = 400 Ω n’est pas négigeable. La résistance diminue avec la fréquence comme le montre l’ analyse en régime variable de LTSPICE figure 10.

Analyse en régime variable

La sortie du buffer est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 9 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement.

Le graphe de la figure 10 montre la résistance d’entrée re = 7,2 KΩ @ 4 MHz.

Le graphe de la figure 11 montre la résistance de sortie rs = 400Ω @ 4 MHz.

Le signal issu du buffer n’est pas assez puissant pour alimenter le mélangeur à diode. Il me faut environ 7 à 13 dBm sur 50 Ω, soit environ 5 à 17 mW. Une petite partie du courant variable est aussi nécessaire pour alimenter le fréquencemètre. Pour cette raison, j’ai choisi de construire un amplificateur dédié au VFO proprement dit pour alimenter le mélangeur et un amplificateur pour alimenter le fréquencemètre.

Figure 10 – Buffer: graphe de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

Figure 11 – Buffer: graphe de la résistance de sortie

Figure 12 – Schéma de l’amplificateur du fréquencemètre

5. Conception de l’amplificateur du fréquencemètre

J’ai choisi de commencer par celui-ci pour pouvoir passer ensuite à un premier montage du VFO afin de vérifier sa stabilité. Il serait inutile d’aller plus loin si je constatais une dérive trop importante du signal.

Cahier des charges

Type: émetteur commun.
Tension d’alimentation Vcc : 5V.
Polarisation par pont de base et résistance d’émetteur.
Résistance d’entrée : haute > 4 KΩ.
Résistance de sortie : basse < 500Ω @ 4MHz.

Figure 13 – Amplificateur du fréquencemètre: analyse en régime continu

Calcul du point de fonctionnement

L’examen de la caractéristique d’entrée et de la caractéristique de transfert me permet de choisir Ib = 24 uA et Ic = 3 mA. En choisissant RE = 100Ω, il vient la tension de base Vb = Vbe + VRE = 0,68 + 100*0,003 = 0,98V. L’intensité du pont de base Ip = 10Ib = 10*24 = 240 uA. On en déduit les résistances du pont de base:
RB2 = Vb/Ip = 0,98/0,240 = 4,083 KΩ = 3,9 KΩ valeur standard la plus proche,
RB1 = (Vcc – Vb)/(Ip + Ib) = (5 – 0,98)/(0,24+0,024) = 15,227 KΩ = 15 KΩ valeur standard la plus proche.

En choisissant la tension de collecteur Vc = 5/2 = 2,5 V pour obtenir l’excursion maximum du signal, il vient la résistance de collecteur Rc= 2,5/3 = 833 Ω = 820 Ω valeur standard la plus proche.

Analyse en régime continu

La figure 13 montre le résultat de la simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu. Les valeurs obtenues sont très proches de celles que j’ai calculées: Ic = 2,79 mA, Ib = 22,1 uA, Vce = 2,43 V.

Figure 14 – Amplificateur du fréquencemètre: simulation LTSPICE en régime variable

Analyse en régime variable

La sortie de l’amplificateur est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 14 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement.

6. Réalisation partie 1

Comme je l’ai indiqué, j’ai réalisé une première partie du VFO comprenant les blocs oscillateur, buffer, amplificateur du fréquencemètre.
Le circuit est câblé sur une plaquette PCB FR4 pastillée étamée à trous métallisés double face de 5x7x0,16 cm ( figure 15 et figure 16).
On trouve maintenant sur Ebay des modèles de ce type d’excellente qualité pour 45 centimes environ en les achetant par paquet de 5 ou plus.
L’espacement entre les pastilles permet de souder les petits composant CMS 1206 et 0805.
Des connecteurs sont placés en fin de chaque étage pour permettre les mesures.
Comme on peut le voir, il reste encore beaucoup de place pour y loger les autres blocs du circuit.

Figure 15 – VFO V3: partie 1, face composants

Figure 16 – VFO V3: partie 1, face connexions

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7. Test partie 1

La figure 17 montre le dispositif de test.
Le VFO est simplement posé sur la table de travail.
La boîte de délicieuses sardines à l’huile du Portugal contient maintenant une alimentation stabilisée LM317 très bien filtrée, ajustable dont la sortie est réglée sur 5V au moyen d’un simple petit cavalier. Son entrée est reliée à l’alimentation stabilisée principale de 13,8V, sa sortie est reliée au VFO à tester.
Le circuit oscillant a été enfiché sur ses 3 broches.

Figure 17 – VFO V3: partie 1, dispositif de test

Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Fréquencemètre à microcontrôleur PIC maison.

Test 1: Mesure du signal

La sonde passive de l’oscilloscope est connectée à la sortie de l’amplificateur du fréquencemètre (figure 17). La mesure est réalisée à vide. Réglage de l’oscilloscope Y = 50mV/cm, X = 0.5us/cm. La figure 18 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 1,8cm*10*50mV/cm = 900mV, T = 0,5cm*0,5us/cm = 0,25us, F = 1/T = 4MHz.
Première observation: en suivant les calculs indiqués par F5LVG, l’oscillateur fonctionne du premier coup.

Figure 18 – VFO V3: partie 1, mesure du signal de sortie

Test 2: Dérive de fréquence

Le VFO est simplement posé sur la table de travail, aucun boîtier ne le protège, il est donc exposé aux variations de l’air ambiant de la pièce. La sortie du VFO est reliée au fréquencemètre. Le fréquencemètre est programmé pour ajouter 10240000 Hz à la fréquence lue, ce qui veut dire que la fréquence réelle du VFO se situe autour de 3,811 MHz , valeur très proche de celle observée lors de la simulation LTSPICE. Le test a duré 6h. L’enregistrement de la fréquence a commencé après un temps de chauffage de 15mn.
La figure 19 montre le résultat obtenu.

Description du tableau:

colonne 1: t = temps en minutes,
colonne 2: F(t) = fréquence lue,
colonne 3: dérive F(i) – F(i-1),
colonne 4: heure réelle de l’observation pour mémoire.

Analyse de la courbe

La courbe est croissante.
On observe 3 zones:

de F(0) à F(25) les 25 premières minutes, la fréquence dérive de 608 Hz,
de F(25) à F(75) la dérive de fréquence diminue progressivement = (F(75)-F(25))/(75-25) = (14051850-14051410)/(75-25) = 8,8 Hz/mn ou 528 Hz/heure,
de F(75) à F(360) zone linéaire, la dérive = (F(360)-F(75))/(360-75) = (14052500-14051850)/(360-75) = 2,3 Hz/mn ou 137 Hz/heure.

Deuxième observation: la dérive devient acceptable au bout de 25 mn de fonctionnement.

Figure 19 – VFO V3: partie 1, dérive de fréquence

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

8. Réalisation partie 2

Il s’agit de monter la commande du circuit oscillant et d’en vérifier l’effet sur la stabilité de l’oscillateur. Comme le montre le schéma figure 2, la fréquence de l’oscillateur peut être modifiée par une diode varicap (VCO). Un potentiomètre 10 tours applique la tension de commande de 0 à 5 Volts à la diode varicap. J’utilise une diode zener 1 Watt 47 Volts du type 1N4756. Comme l’indique F5LVG l’alimentation de la varicap est faite par le point froid pour éviter d’amortir le circuit oscillant par le circuit d’alimentation.

9. Test partie 2 – Mesure de la dérive de fréquence

Test 3: Les conditions de test sont identiques à la partie 1

Aucune protection particulière pour le VFO qui est simplement posé sur la table de travail. Le circuit est mis sous tension. On amène la fréquence de l’oscillateur dans la bande de travail aux environs de 14 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 20 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

La courbe est croissante.
On observe 3 zones:

de F(0) à F(40) les 40 premières minutes, la fréquence dérive de 2040 Hz, soit une dérive de 51 Hz/mn,
de F(40) à F(250) la dérive de fréquence diminue progressivement = (F(250-F(40))/(250-40) = (14004000-14002960)/(250-40) = 5 Hz/mn ou 300 Hz/heure,
de F(250) à F(869) zone quasi constante, la dérive = (F(869)-F(250))/(869-250) = ((14004384-(14004000)/(869-250) = 0,6 Hz/mn ou 37 Hz/heure.

Première observation: la dérive de fréquence pendant les 30 premières minutes est plus importante que celle observée dans la partie 1.

Deuxième observation: la dérive devient acceptable au bout de 40 mn de fonctionnement.

Figure 20- VFO V3: partie 2, dérive de fréquence

Figure 21 – VFO V3: partie 2, dispositif de test 4

Test 4: Le circuit est placé dans une boîte

Le VFO est placé simplement dans une boîte de sardines non fermée comme le montre la photo ci-contre figure 21. Le circuit est mis sous tension. On amène la fréquence de l’oscillateur en haut de la bande de travail aux environs de 14.105 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 22 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

Le test a duré 8 heures. La température ambiante Ta de la pièce n’est pas stable, elle croît au fur et à mesure de l’expérience: 19°C =< Ta <= 22°C. On constate une très grande amélioration de la stabilité. La courbe est croissante, constante puis décroissante.

On observe 3 zones:

de F(0) à F(50) les 50 premières minutes, la fréquence dérive de 224 Hz, soit une dérive de 4 Hz/mn ou 240 Hz/heure,
de F(50) à F(110) la dérive de fréquence est nulle F = 14105648 Hz,
de F(110) à F(480) les 370 dernières minutes, la dérive = (F(110)-F(480))/(480-110) = ((14105648-(14105264)/(480-110) = -384 Hz, soit 1 Hz/mn ou 60 Hz/heure.

Première observation: le VFO placé dans un simple boîtier non fermé isolé de son alimentation, la dérive de fréquence est minime, le VFO est quasi stable.

Deuxième observation: en calant à l’aide du potentiomètre le VFO sur sa fréquence la plus basse, je lis F=13 965 952 Hz, la bande balayée = 14 105 424 – 13 965 952 ≈ 140 Khz résultat très proche de ce que prévoyait le modèle simulation LTSPICE. Le modèle est fiable.

Troisième observation: la diode zener ne dégrade pas les performances du VFO et s’avère simple et économique en diode varicap.

Quatrième observation: Le bobinage à air en vrac en évitant l’utilisation d’un tore par toujours disponible, donne un excellent résulat.

Conclusion: il est possible d’obtenir un VFO stable dans cette bande de fréquences avec des composants courants.

Figure 22- VFO V3: partie 2, test 4, dérive de fréquence

10. RIT

10.1. Description

Le RIT permet de décaler la fréquence de réception de quelques dizaines voire quelques centaines de Hz autour de la fréquence d’émission. J’ai remanié légèrement le schéma de la figure 2 qui me paraissait un peu confus sur le traitement du RIT. Au final, le nouveau schéma est représenté figure 23.

Figure 23 – Schéma de l’oscillateur

Finalement, j’ai opté pour une diode zener 1N4756 utilisée en varicap. Elle est placée en parallèle sur le circuit d’accord et alimentée du côté froid comme sa soeur utilisée pour l’accord principal. Sa tension inverse est commandée par un potentiomètre dont la plage de variation est elle-même commandée par le transistor MOS FET à canal N 2N7000 fonctionnant en commutation.

En émission, la tension de grille du 2N7000 est égale à 12V, saturant le transistor qui se comporte comme un interrupteur fermé. Les résistances placées en série avec le drain et avec la source sont égales, fixant la tension du potentiomètre à Vcc/2 soit 5V/2=2,5V. A cette tension correspond une valeur de la capacité de la diode zener, constante sur toute la bande, en parallèle à la capacité d’accord.

En réception, la tension grille du 2N7000 est mise à 0V, bloquant le transistor qui se comporte comme un interrupteur ouvert. Le courant passe alors par le réseau résistif formé par la résistance de drain, la résistance de source, deux résistances égales R2 et R6 placées chacune de part et d’autre du potentiomètre et le potentiomètre lui-même. Les résistances R2 et R6 fixent les limites de la plage de variation de la tension du potentiomètre et par conséquent de la capacité variable de la diode 1N4756. Nous pouvons facilement estimer les limites de cette plage. Les résistances de drain et de sources ont une valeur négligeable au regard des autres résistances, nous calculons 5V(82/(82+82+50)) = 1,92V et 5V-1,92V= 3,08V. La capacité de la diode pourra varier autour de la tension inverse 2,5V+-0,58V. Toutefois, rien n’est parfait, la courbe de variation de la capacité de la diode en fonction de sa tension inverse n’est pas linéaire. Ce qui a pour conséquence de ne pas donner une variation de fréquence symétrique autour de la fréquence d’émission. Mais j’en resterai là pour l’instant cela me suffit amplement.

Test 5: Mesure de la dérive de fréquence du circuit avec RIT

Les conditions de test sont identiques au test 4. On amène la fréquence de l’oscillateur en haut de la bande de travail aux environs de 14.175 MHz. La mesure de la fréquence commence après un temps de chauffage de 15 mn. La figure 24 montre le résultat obtenu.

Analyse de la courbe

Le test a duré 6 heures. La température ambiante Ta de la pièce = 26°C. On ne constate pas de dégradation de la stabilité. La courbe est croissante. La dérive totale de fréquence est de 990Hz dont près de la moitié, la première demi-heure de fonctionnement.

Figure 24- VFO V3 avec RIT: test 5, dérive de fréquence

11. The ultimate experience

11.1. Description

Fort de ces premières expériences, je décidais de reprendre le circuit d’accord. Quel bonheur ce circuit d’accord amovible ! J’enroulais un nouveau bobinage selon le même principe que le premier pour obtenir une inductance plus faible. La bobine est constituée maintenant de 11 tours de fil de câblage de diamètre 0,5 mm, bobiné en vrac sur un tube de 21 mm. J’y soudais 2 condensateurs de 1000 pF au polystyrène montés en série soit 510 pF mesuré au capacimètre (condensateur de qualité acheté chez Radiospares). Un passage au vintage grid dip HEATHKIT HD-1250 montre un dip à 4Mhz. Ce qui, d’emblée, me rassure. Le circuit est placé sur le VFO, les capacités des diodes varicap sont réglées au maximum pour se caler en début de bande, le compteur marque 14,327120 MHz soit en réalité 4,087120 MHz (pas mal non!). J’avance maintenant à tâtons. Je soude tour à tour 3 condensateurs céramique ordinaires pour atteindre la fréquence attendue 3,760 MHz. Voici ce que j’obtiens :

avec 68 pF, le compteur marque 14,106800 MHz soit en réalité 3,866800 MHz,
avec 82 pF , le compteur marque 14,064880 MHz soit en réalité 3,824880 MHz,
avec 110 pF , le compteur marque 13,990496 MHz soit en réalité 3,750496 MHz.

Je remplace maintenant ce dernier par 2 condensateurs de qualité montés en parallèle: 1 condensateur NP0 de 100 pF (provenance W8DIZ), 1 condensateur ajustable céramique MURATA 4,2 – 20 pF (provenance Radiospares). Avec le trimmer je cale le VFO en début de bande. Parfait !

Avant de passer aux essais je veux en savoir un peu plus sur les valeurs LC de mon circuit d’accord. Rien de plus simple avec un peu de math !

Nous pouvons écrire les égalités:
Lω₁ = 1/C₁ω₁ (1)
Lω₂ = 1/C₂ω₂ (2)
dans lesquelles:
ω₁ = 2πf₁
ω₂ = 2πf₂
Posons (1)/(2), il vient:
Lω₁/Lω₂= C₂ω₂ / C₁ω₁
en simplifiant: f₁/f₂= C₂f₂ / C₁f₁
ou f₁²/f₂²= C₂ / C₁

Utilisons les valeurs relevées au cours de l’expérience:
f₁= 4,087120 MHz
C₁= ?
f₂= 3,750496 MHz
C₂= C₁ + 110 pF
Il vient:
f₁²/f₂²= (C₁ + 110 pF) / C₁ = 1 + (110 pF/C₁)
Soit:
C₁ = 110 pF /( f₁²/f₂²- 1 ) = 586 pF.
Comme initialement nous avons posé 2 condensateurs polystyrène en série d’une valeur de 510 pF il est possible d’estimer que la somme des capacités parasites et des diodes varicap = 586 – 510 = 76 pF. Avec (1) nous calculons aussi L = 2,59 uH. Ces informations sont précieuses.

11.2. Test 6

Le VFO est mis sous tension, réglé en début de bande. J’attends 15 mn de chauffage. Je mesure 14,002160 MHz. Ici plus besoin de graphe! Le VFO ne bouge pas d’un iota pendant 2 heures. Après 3 heures de fonctionnement je note 14,002144 MHz, soit une dérive de -16 Hz en 3 heures!
Je constate que l’étendue de la bande a diminué. Elle est maintenant de 50 KHz. Ce qui me satisfait pour l’écoute de la CW. J’ obtiens un VFO parfaitement stable.

Figure 25 – Schéma de l’amplificateur du VFO

12. L’ Amplificateur du VFO

12.1. Description

Au vu de cet excellent résultat je peux achever la réalisation de son amplificateur. Ci-contre, figure 25, le schéma. Il doit fournir 7 dBm sur 50 Ω au mélangeur à diodes. Le bruit du VFO va se mélanger au signal de la bande reçue. Outre la recherche de la stabilité, Il faut aussi chercher à limiter ce bruit. Iulian Rosu YO3DAC – VA3IUL dans son VFO Vackar à très faible bruit de phase, utilise des BD135, BD136 avec un faible courant Ic de l’ordre de 6 à 9 mA pour Icmax de 60 à 90 mA. Cette idée m’a paru séduisante d’autant que j’ai quelques BD135 en stock. J’ai repris son schéma que j’ai adapté à ma tension d’alimentation pour obtenir le même courant Ic. Le transformateur de sortie et le filtre ont été adaptés à la fréquence de mon VFO. Le transformateur en calculant les réactances, le filtre en utilisant AADE Filter design.

Figure 26 – Amplificateur du VFO: analyse en régime continu

12.2. Calcul du point de fonctionnement

Dans le montage original Vb = Vcc/2 = 8/2 = 4 V. Je conserve le même rapport Vb = 12/2 = 6 V. Le courant collecteur ne change pas Ic = 6mA. La résistance d’émetteur découplée Re doit augmenter de (6-4)/6 = 0,333 KΩ soit Re = 470 + 333 = 803 Ω soit 820 Ω valeur normalisée la plus proche. La simulation LTSPICE (fichier SPICE Error Log) en régime continu figure 26, montre Ic = 6,14 mA, Ib = 68,7 uA, Vce = 6,06 V.

12.3. Analyse en régime variable

Calcul du transformateur de sortie d’ après les données du montage original:

primaire = 1.3 uH, réactance inductive = 59 Ω@7,3 MHz,
secondaire = 0.1 uH, réactance inductive = 4,5 Ω@7,3 MHz,
condensateur d’accord = 470 pF.

En rapportant ces valeurs à ma fréquence d’utilisation:

primaire = 2.27 uH @ 4,1 MHz,
secondaire = 0.175 uH @ 4,1 MHz,
condensateur d’accord = 820 pF valeur normalisée la plus proche.

La sortie de l’amplificateur est chargée par une résistance de 50Ω. Le graphe de la figure 27 montre la variation des signaux autour du point de fonctionnement. Une tension Vp = 100 mV en entrée devrait permettre d’obtenir Vp= 710 mV en sortie soit les 7 dBm attendus.

Figure 27 – Amplificateur du VFO: simulation LTSPICE en régime variable

Télécharger les fichiers de simulation LTspice et tous les schémas.

12.4. Le filtre passe-bas de sortie

Il est du type elliptique appelé aussi filtre de Cauer. Il a été calculé à l’aide de AADE filter design. La figure 28 montre ses caractéristiques. La figure 29 montre le résultat de la simulation LTSPICE. Dans la bande qui nous intéresse, les pertes par réflexion S11 se situent en dessous de -10 dB avec un creux à -27 dB à 3,84 MHz indiquant une bonne adaptation d’impédance. Le paramètre de transfert S21 montre une légère ondulation de -1 dB à 0 dB.

Figure 28 – Filtre passe-bas

Figure 29 – Filtre passe-bas: simulation LTSPICE

12.5. Réalisation

Le circuit de sortie formé par le transformateur, son condensateur d’accord et le filtre passe-bas sont montés sur un morceau de plaquette amovible du type veroboard à bandes cuivrées munie de connecteurs Dupont (voir plus haut circuit LC amovible du VFO). Cette plaquette est enfichée sur des picots soudés à la plaque de base du VFO. Chaque bobine est réalisée sur tore T50-2 avec du fil de cuivre émaillé de 0.4 à 0.6 mm récupéré sur une ancienne alimentation de PC. Le secondaire du transformateur est réalisé avec un bout de fil de cuivre isolé récupéré sur un câble téléphonique et enroulé sur le primaire. Le calcul peut être fait simplement en utilisant mini tore calculateur de DL5SWB.

12.6. Test 7: Mesure du signal

Figure 30- VFO V3: test 7, mesure du signal de sortie

Une résistance de 50Ω est connectée à la sortie de l’amplificateur. La sonde passive de l’oscilloscope est connectée en position x10 à la sortie de l’amplificateur. Réglage de l’oscilloscope Y = 50mV/cm, X = 0.5us/cm. La figure 30 montre une belle sinusoïde symétrique qui a les caractéristiques suivantes: Vp = 1,45cm*10*50mV/cm = 725mV, T = 0,5cm*0,5us/cm = 0,25us, F = 1/T = 4MHz.
J’obtiens les 7dBm attendus.

12.7. Test 8: Fonctionnement en réel

Chaque circuit étant constitué d’un module soudé sur une carte mère, l’échange du circuit est très facile. L’ancien module VFO est démonté, le nouveau est placé sur la carte mère. Il est relié à l’entrée du mélangeur à diodes avec un morceau de câble RG174. Le récepteur est mis sous tension. Je me cale au hasard sur CT1HMN que je reçois fort et clair et qui reste un long moment sur la même fréquence à réaliser plusieurs QSO avec d’autres stations. Parfait, la fréquence ne dérive pas.

Références

LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX
A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
STABILITE DES OSCILLATEURS – F5LVG, Olivier ERNST
Very Low Phase Noise Vackar VFO for HF Transceivers – YO3DAC / VA3IUL, Iulian ROSU

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Transceiver CW 20 m – Amplificateur de puissance RF power amplifier

admin — Fri, 22 Nov 2013 15:22:02 +0000

Vita brevis, ars longa. L’année s’achève déjà. J’arrive au dernier étage de mon transceiver. Je me suis orienté a priori vers l’utilisation des transistors de commutation MOSFET qui sont utilisés en commutation rapide de haute puissance. Le modèle IRF510, l’un des plus utilisés en QRP, est disponible pour moins de 1 euro. Pour quelques euros il est possible de se construire un PA QRP. Le net foisonne d’exemples d’ amplificateur de puissance RF. En reproduire un serait certes un bon exercice de soudure mais me laisserait sur ma faim. Je veux en savoir un peu plus sur ces composants et faire ma propre expérience.

Un excellent document de NA5N, Paul Harden, traite des amplificateurs MOSFET en classe C,D,E et F. Il m’a servi de guide principal pour réaliser cet article. Au préalable, un peu de théorie très utile avec les documents de Joël Redoutey F6CSX et Philippe Roux.

1. Cahier des charges:

un seul transistor MOSFET IRF510,
QRP, 2W à 5W,
filtre passe-bande séparé.

2. Caractéristiques du MOSFET IRF510

Le transistor IRF510 est du type canal N à enrichissement. C’est un dispositif qui contrôle un courant au moyen d’un tension. Autrement dit, l’intensité du courant de drain dépendra de la tension de grille-source.

Il faut lui appliquer une certaine tension Vgs positive pour obtenir un courant de drain Id significatif. Tant que la tension de commande n’atteint pas ce seuil Vt, le courant de drain reste quasiment nul. Au delà de la tension de seui Vt, le courant de drain Id suit approximativement de manière linéaire la tension grille-source Vgs. Au delà d’une valeur de saturation Vdsat le courant de drain n’augmente plus.

Il s’agit d’obtenir un fonctionnement correct et optimal de l’amplificateur. La puissance demandée à l’amplificateur entraîne un échauffement du composant. Un choix approximatif du point de fonctionnement entraînera son claquage ou une déformation du signal.

Tracer les courbes caractéristiques permet de faire connaissance avec notre transistor.

2.1. Caractéristique de sortie

Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Id = f(Vds)|Vgs paramètre.

Figure 1: IRF510 – Caractéristique de sortie

La figure 2 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 4,5V à 8V au pas de 0,5V. La tension Vds varie de 0 à 14V au pas de 1V. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 2: IRF510 – Graphe de la caractéristique de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.2. Caractéristique de transfert

Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de transfert Id = f(Vgs)|Vds constant.

Figure 3: IRF510 – Caractéristique de transfert

La figure 4 ci-dessous, montre la courbe obtenue. La tension Vgs varie de 3V à 8V au pas de 1V. La tension Vds = 13.8V est constante. Ces valeurs ont été choisies dans la plage de fonctionnement de l’amplificateur.

Figure 4: IRF510 – Graphe de la caractéristique de transfert

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.3. Analyse

La puissance commandée est remarquable, avec une tension Vgs = 6V et une tension Vds=12V nous avons un courant de drain-source de 4A, ce qui donne une puissance de 12 x 4 = 48W au delà de la limite thermique de 45W indiquée dans la datasheet. Dans cette région notre composant ne survivrait pas.

La région linéaire est courte.

La tension de seuil Vt ≈ 3,8V.

La transconductance g = ΔId/ΔVg ≈ 1 à 2A/V.

3. Analyse en régime continu

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 5: PA – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(in):    0            voltage
V(a):     3.7          voltage
V(out):   6.9e-017     voltage
V(vgate): 3.7          voltage
V(d):     13.8         voltage
V(g):     3.7          voltage
V(vdd):   13.8         voltage
I(C11):   6.486e-016   device_current
I(C9):    1.38e-018    device_current
I(C7):    1.63947e-038 device_current
I(C6):    1.518e-038   device_current
I(C4):    3.03606e-038 device_current
I(C10):  -1.38e-018    device_current
I(C8):    1.38e-018    device_current
I(C5):    6.486e-016   device_current
I(C3):    3.7e-017     device_current
I(C2):    3.7e-019     device_current
I(C1):    3.7e-019     device_current
I(L5):    4.44089e-011 device_current
I(L4):    1.38e-018    device_current
I(L3):   -1.38e-018    device_current
I(L2):   -1.38e-018    device_current
I(L1):   -4.46143e-011 device_current
I(R3):   -0.00037      device_current
I(R2):    4.44089e-017 device_current
I(R1):   -4.7581e-017  device_current
I(Rload): 1.38e-018    device_current
I(V3):   -0.00037      device_current
I(V1):   -4.36557e-011 device_current
I(V2):    3.7e-019     device_current
Id(M1):   1.19247e-010 device_current
Ig(M1):  -8.84454e-011 device_current
Is(M1):  -3.0802e-011  device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

le courant Ig est nul,
le courant Id est nul,
le transistor est polarisé à la limite du seuil de conduction.

Figure 6: PA en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4. Analyse en régime variable

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue Vdd en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu est relié au drain. Le rapport de transformation n = 1:2 et le rapport d’impédance 1:4.

Figure 7: PA – En régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

4.1. Graphe des tensions et courants

Le schéma figure 8 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 8: PA – Simulation LTspice en régime variable

La figure 9 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’entrée Vin = 4Vpp à 14MHz. Cette tension est la tension réelle mesurée qui est fourni par le driver décrit dans l’article précédent. La tension de grille Vg = 3,7V règle le transistor au seuil de conduction. Le graphe vert représente la courbe de variation de la puissance instantanée p = u * i dans la charge résistive pure de 50 Ω. Le courant et la tension sont en phase. L’amplitude de la tension de sortie Vout = 12V. L’amplitude du courant dans la charge IRload = 0.21A. Le wattmètre indiquerait environ (12/√2).(0.21/√2) = 1,25W = 2,5W/2.

Figure 9: PA – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5. Réalisation

5.1. Schéma

La figure 10 ci-dessous montre le schéma du PA avec le filtre de sortie. La tension de grille est obtenue avec un régulateur 5V et une résistance ajustable qui permet de prélever une fraction de cette tension.

Figure 10: Schéma du PA avec son filtre

Télécharger les fichiers Kicad.

5.2. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-2 T50-6 FT50-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateur L1 et L2
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Deux fils de 20 cm torsadés à raison d’une torsion par cm. Répartir uniformément les spires. Très important, la sortie d’une bobine est reliée à l’entrée de l’autre. On comprend mieux en se reportant au schéma simplifié (analyse en régime variable) ci-dessus, les 2 bobines sont ainsi branchées en série et le courant circule dans le même sens.

Filtre L3 et L4
Il est réalisé avec 20cm de fil de cuivre émaillé de 0,7 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Répartir uniformément les spires.

Transformateur L5
Il est réalisé avec du fil de cuivre émaillé de 0,3 mm récupéré dans le culot d’une lampe fluorescente. Le culot de ces lampes contient quelques composants dont le précieux bobinage. Vous pouvez en savoir plus ici ou là. Attention au démontage, ne pas briser le tube de verre, certaines contiennent du mercure. Le bobinage est maintenu à l’aide d’une bande autocollante récupérée sur un tore d’une alimentation de PC.

5.3. Charge fictive (antenne fictive)

J’ai soudé en parallèle 10 vintage résistances au carbone non inductive de 470Ω 2W.

5.4. Circuit imprimé

Le PA est câblé sur une plaque d’époxy de 53x53mm. Le filtre est câblé sur une plaque de 53x20mm. Les plaques sont enduites entièrement et copieusement au feutre noir BIC Marking ONYX permanent. Les îlots sont tracés avec une pointe à tracer. Après gravure au perchlorure de fer et nettoyage, le circuit est étamé avec de la pâte à étamer Castotin sp 5423 acheté dans un magasin de bricolage. La pâte est étalée à l’aide d’un pinceau sur le circuit. Inutile d’en mettre beaucoup. Elle est chauffée avec un décapeur thermique. Ne pas chauffer trop longtemps. Dès que le circuit est couvert, arrêter. La photo 1 ci-dessous, montre le résultat obtenu. On remarque que la finesse du tracé permet de souder les minuscules composants CMS 0805 et 1206 entre chaque îlot. On note aussi la différence d’étamage avec les premiers circuits du DRIVER et du MIXER étamés avec de la soudure au fer chaud. Le transistor IRF510 est fixé sur un radiateur de bonne taille. La dissipation thermique peut lui sauver la vie! Le bloc est placé à côté du DRIVER et de l’antenne. La ligne Vdd est reliée à l’alimentation 13,8V, l’entrée du PA est reliée et la sortie du DRIVER, la sortie du PA est reliée au filtre, la sortie du filtre est reliée pour l’instant à une charge fictive de 50Ω.

Photo 1: Circuit imprimé du PA

6. Test

6.1. Mesure des tensions continues smoke test

Avant câblage du transistor IRF510, le circuit est mis sous tension pour régler la tension de seuil à 2,5V. Pour ce faire, la résistance ajustable est placée à mi-course. Pour l’instant ce réglage n’est pas modifié. Après mise hors tension, le transistor est ensuite câblé. Mettre sous tension. Vérifier les tensions grille Vg=2.5V et drain Vd=13.8V.

6.2. Dispositif

La sortie du filtre est connectée uniquement à la charge fictive de 50Ω.
Tension Vg=2.5V. Compte tenu de la dispersion des caractéristiques de l’IRF510 je me tiens pour l’instant à cette valeur.

6.3. Instruments de mesure

Oscilloscope HAMEG HM 312-8.
Sonde passive HAMEG HZ36 en position x10, 10MΩ, bande passante 100MHz.
Multimètre numérique VICHY 9808 10MΩ.
Sonde HF maison pour le multimètre, construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe.
Fréquencemètre à microcontrôleur PIC maison.

6.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 3.8 Vpp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.

Photo 2: PA- Signal d’entrée provenant du DRIVER

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde x10, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie sur la charge fictive de 50Ω, Vout ≈ 29 Vpp. L’amplitude de Vout=29/2=14.5V. La mesure effectuée avec ma sonde HF sur le multimètre indique Vout ≈ 12,7VRMS valeur un peu supérieure.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,020 MHz.
Le wattmètre devrait indiquer une puissance de (14,5*14,5)/(50*2) ≈ 2 W. En radio, sur 50 Ohms, dBm = 10 x log P avec P en milliwatt. Avec la puissance mesurée, il vient 10 log 2000 = 33dBm. Cela peut être calculé simplement avec mini dB calculator de DL5SWB. Je garde pour l’instant cette valeur.

Photo 3: PA- Signal de sortie sur la charge fictive

Références
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 1
The Handyman’s Guide to MOSFET Class D/E/F amplifiers – Part 2
Radiocommunications – Amplificateurs RF de puissance – F6CSX Joël Redoutey
LES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP MOS – F6CSX Joël Redoutey
TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP DE TYPE MOS – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Commutation Rx/Tx Switching

admin — Thu, 23 May 2013 13:02:50 +0000

Festina lente, voilà plusieurs semaines que je cogite cet article, à lire, à décortiquer des schémas. Après un temps de repos laissant se décanter les idées, j’entame ce sujet passionnant. Toute la difficulté à appréhender le dispositif de commutation vient de sa dispersion dans le schéma électronique. Dispersion inhérente aux fonctions à commuter : RIT qui agit sur le VFO, MUTE qui agit sur l’amplification audio, QSK qui agit sur l’entrée du transceiver, interrupteur ON/OFF qui met sous tension l’émetteur. Mon but consiste à rassembler en un seul chapitre, à synthétiser l’ensemble du dispositif.

1. Description générale

Comme le montre le schéma fonctionnel, j’ai opté pour la commutation électronique. Le manipulateur ou clef reste le seul élément de commutation mécanique utilisé pour initier la commutation électronique. La clef a 2 positions : OFF au repos et ON quand on appuie dessus. Ces 2 événements déclencheurs ont pour effet de commuter les différentes fonctions du dispositif au moyen de transistors.

Pour m’appuyer sur une base solide, je suis parti de schémas publiés par KD1JV. La figure 1 ci-dessous, montre le schéma du dispositif de commutation.

Figure 1: Dispositif de commutation Rx/Tx

Télécharger les fichiers Kicad.

2. Modélisation de la clef

Fidèle à mon habitude, le dispositif sera passé au banc du simulateur LTspice.

Au début il y a une magnifique clef, peut être comme celle-ci, fabriquée par Jean-Claude F6FCO. Comment la modéliser sous LTspice ?

Un switch commandé par une tension.

La figure 2 montre le circuit.

Figure 2: Circuit modèle de la clef

2.1. Subcircuit

Il est basé sur la NET LIST produite par LTspice. Pour créer un subcircuit on se reportera à cet article.

Paramètres du switch:

Ron résistance du switch ON, très faible,
Roff résistance du switch OFF, très élevée,
e1 est le + de la tension de commande,
e2 est le – de la tension de commande,
Vt tension d´enclenchement de l´interrupteur,
Vh tension d´hystérésis à l´enclenchement, si V(e1, e2) < Vt – Vh/2 alors l´interrupteur est ouvert, si V(e1, e2) > Vt + Vh/2 alors l´interrupteur est fermé.

Paramètres du circuit:

duty cycle D = t/T = 0,5,
fréquence F = 2.

Avec ces valeurs, le switch sera ON et OFF 2 fois par seconde. La durée du ON = durée du OFF.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20RxTxSwitch\ltc\key.asc
* KEY - F8EOZ - V 17/05/2013 17:00
* KEY SUBCIRCUIT
* CONNECTIONS: 1
*              | 2
*              | |
.SUBCKT KEY    1 2  PARAMS: D=0.5s F=2
*--------------------------
* Key parameters:
* D = duty cycle = t/T
* where:
* t is the duration that the function is active
* T is the period of the function.
* F = frequency = 1/T
*--------------------------
V1 N001 0 PULSE(1 0 0 10n 10n {D/(F)} {1/F})
S1 0 1 N001 0 MonSW
.model MonSw SW(Ron=0.1 Roff = 10meg Vt=0.5 Vh=0.1)
.ENDS

Symbole

La création d’un symbole est expliquée dans cet article. La définition des attributs est différente. Les paramètres du modèle pourront être modifiés au moment de son utilisation dans le modèle, par un simple clic droit sur le symbole. Ceci permet d’utiliser un seul symbole pour des ON/OFF différents. La figure 3 ci-dessous montre exactement comment la fenêtre des attributs doit être remplie pour un fonctionnement correct. La ligne SpiceLine contient les paramètres par défaut de la clé: D=0.5s F=2 qui pourront être modifiés lors de l’utilisation du symbole.
Dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sym créer le répertoire key qui recevra vos symboles. Enregistrer le symbole key.asy dans ce répertoire.
Le symbole sera relié au subcircuit dans le modèle de simulation par la directive .lib key.sub

Figure 3: attributs du symbole key

La figure 4 ci-dessous montre le dessin du symbole. Ces fichiers sont disponibles en téléchargement.

Figure 4: dessin du symbole key

Télécharger les fichiers LTspice.

3. Bloc Key Switch

3.1. Description

La clef commute un transistor PNP 2N3906. Quand la clef est OFF, le transistor au cutoff ne conduit pas. Quand la clef est ON, le transistor saturé conduit. On se reportera à l’article sur le tracé de la caractéristique de transfert en tension qu’il est possible d’obtenir en utilisant LTspice. En sortie 2 lignes, TxVcc qui alimente les premiers étages de l’émetteur et commande le bloc QSK Switch, TxLine qui commande les blocs suivants. La résistance fictive Rload simule la charge représentée par les premiers étages de l’émetteur.

3.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 5: Bloc Key Switch – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(c1):     13.8          voltage
V(txvcc):  13.7459       voltage
V(txline): 13.3544       voltage
V(key):    0.000586371   voltage
V(b1):     12.9007       voltage
Ic(Q1):    -0.0624945    device_current
Ib(Q1):    -0.00585471   device_current
Ie(Q1):    0.0683492     device_current
I(D1):     1.33544e-005  device_current
I(R3):     1.33544e-005  device_current
I(R2):     8.99258e-006  device_current
I(Rload):  0.0624812     device_current
I(R1):     -0.00586371   device_current
I(V1):     -0.0683582    device_current
Ix(u1:1):  0.00586371    subckt_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 6: Bloc Key Switch – Simulation LTspice en régime variable

La figure 7 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La cellule R2C2 retarde la montée et la descente de la tension de la base du transistor Q1, retardant la commutation pour atténuer les key clicks. La diode D1 et la cellule R3C3 retardent la coupure de la tension de TxLine.

Figure 7: Bloc Key Switch – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

4. Bloc QSK Switch

QSK – « Je peux vous entendre au cours de ma transmission » - parfois appelé full break-in, désigne un mode de fonctionnement particulier du code Morse dans lequel le récepteur est activé rapidement pendant les espaces entre les points et les traits, ce qui permet à un autre opérateur d’ interrompre la transmission.

4.1. Description

L’antenne est connectée à la sortie de l’émetteur et à l’entrée du récepteur. En émission, le récepteur doit être isolé de l’antenne. Trois transistors MOSFET canal N 2N7000 s’occupent de cette fonction. M2 relie le récepteur à l’antenne en réception ou l’isole de l’antenne en émission. En raison des courants de fuite de M2, le récepteur n’est pas complètement isolé du signal d’émission, M3 shunte l’entrée du récepteur en émission. La tension de commande TxLine est appliquée à la grille de M3 et à la grille de M1 qui commande M2. Quand la clé est appuyée pour émettre, alors M2 = OFF et M3 = ON. Quand la clé est relâchée pour recevoir, alors M2 = ON et M3 = OFF.

4.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 8 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 8: Bloc QSK Switch – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(mute):   0.000263519   voltage
V(txline): 13.3157       voltage
V(txvcc):  13.7089       voltage
V(key):    0.000585177   voltage
V(b1):     12.8745       voltage
V(rxin):   0             voltage
V(ant):    0             voltage
Ic(Q1):    -0.137103     device_current
Ib(Q1):    -0.00584252   device_current
Ie(Q1):    0.142945      device_current
I(D1):     1.33157e-005  device_current
Id(M3):    0             device_current
Ig(M3):    0             device_current
Ib(M3):    0             device_current
Is(M3):    0             device_current
Id(M2):    0             device_current
Ig(M2):    0             device_current
Ib(M2):    0             device_current
Is(M2):    0             device_current
Id(M1):    0.000137997   device_current
Ig(M1):    0             device_current
Ib(M1):    -2.63934e-016 device_current
Is(M1):    -0.000137997  device_current
I(Rload2): 0             device_current
I(R3):     1.33157e-005  device_current
I(R1):     9.25515e-006  device_current
I(Rload):  0.137089      device_current
I(R2):     -0.00585177   device_current
I(R4):     0.000137997   device_current
I(V2):     0             device_current
I(V1):     -0.143092     device_current
Ix(u1:1):  0.00585177    subckt_current

Télécharger les fichiers LTspice.

4.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Avec cette simulation, j’ai atteint la limite des capacités de calcul et d’affichage de mon ordinateur. J’ai dû en conséquence, limiter la fréquence du générateur d’entrée de l’antenne V2 à 1 MHz et faire preuve de patiente, la simulation dure environ 35 mn.

Figure 9: Bloc QSK Switch – Simulation LTspice en régime variable

La figure 10 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La tension sinusoïdale (V2, F) = (1 V, 1 MHz) est injectée en permanence à l’entrée de l’antenne. Le graphe du haut Vrxin montre que le signal entre dans le récepteur à partir de l’instant où TxLine passe sous la tension de pincement. Ceci correspond aux espaces de temps pendant lesquels il est possible d’entendre un correspondant.
Au même moment Vmute = 13 V = NO_MUTE pendant 50 ms.

Figure 10: Bloc QSK Switch – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers LTspice.

5. Bloc RIT

Le « Receiver Incremental Tuning » ou RIT est la capacité de décaler légèrement la fréquence de réception d’un émetteur-récepteur. Utilisé soit délibérément pour avoir une fréquence d’émission différente de la fréquence de réception et être mieux entendu, soit pour compenser un décalage de fréquence.

5.1. Description

Une diode zener 1N4756 est ajoutée en parallèle sur le circuit d’accord du VFO. Le potentiomètre RV1 permet de faire varier sa capacité en réception.

5.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 11 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Pour simplifier, le circuit simule uniquement la variation de tension. Le potentiomètre est représenté par 2 résistances égales RV1 et RV2.

Figure 11: Bloc RIT – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues quand la clef est ON:

V(c1):     13.8            voltage
V(txvcc):  13.7089         voltage
V(txline): 13.3157         voltage
V(key):    0.000585177     voltage
V(b1):     12.8745         voltage
V(vrita):  3.00356         voltage
V(vritb):  2.99644         voltage
V(vcc6):   6               voltage
V(n001):   3               voltage
V(vrit):   3               voltage
Ic(Q1):    -0.137103       device_current
Ib(Q1):    -0.00584252     device_current
Ie(Q1):    0.142945        device_current
I(C5):     3e-019          device_current
I(C3):     1.33157e-018    device_current
I(C2):     4.24858e-017    device_current
I(C1):     -5.85177e-023   device_current
I(D1):     1.33157e-005    device_current
Id(M4):    0.00299637      device_current
Ig(M4):    0               device_current
Ib(M4):    4.44089e-013    device_current
Is(M4):    -0.00299637     device_current
I(R7):     0               device_current
I(Rv2):    7.12499e-008    device_current
I(Rv1):    7.12499e-008    device_current
I(R6):     0.00299644      device_current
I(R5):     0.00299644      device_current
I(R3):     1.33157e-005    device_current
I(R1):     9.25515e-006    device_current
I(Rload):  0.137089        device_current
I(R2):     -0.00585177     device_current
I(V2):     -0.00299644     device_current
I(V1):     -0.142954       device_current
Ix(u1:1):  0.00585177      subckt_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 12 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 12: Bloc RIT – Simulation LTspice en régime variable

La figure 13 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec la clef réglée avec ses valeurs par défaut indiquées au paragraphe 2. La tension inverse de diode peut être réglée entre Vritb = 0 V et Vrita = 6 V en réception. Elle reste fixée au repos, en émission, à 3 V. Dans ce cas M4 est ON, Vrita = Vrib = Vcc 6V/2 puisque R5 = R6.

Figure 13: Bloc RIT – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers LTspice.

6. Bloc MUTE

Ce module rend muet le récepteur, mais pas trop! Pendant l’émission il laisse passer faiblement le signal pour avoir une écoute locale ou sidetone.

6.1. Description

Un transistor JFET Canal N 2N3819 commandé par la tension MUTE, fait ce travail. Au repos, clef OFF, la tension de grille = 13 V = NO_MUTE, le transistor conduit. En transmission, clef ON, la tension de grille = 0 V = MUTE, le transistor ne conduit pas, le signal est shunté par la résistance R7 qui laisse passer un signal faible.

6.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. Pour simplifier et avoir une meilleure lisibilité, le signal MUTE est produit par le générateur d’impulsions V3. A la lumière de la simulation du QSK Switch le Duty Cycle est réglé à 50 ms/500 ms = 0,1.

Figure 14: Bloc Mute – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues en réception quand la clef est OFF:

V(vcc):       13.8          voltage
V(j1g):       13.2447       voltage
V(no_mute):   13            voltage
V(j1d):       13.8          voltage
V(j1s):       13.8          voltage
V(audio_amp): 1.38e-014     voltage
V(proddet):   0             voltage
I(C7):        1.38e-018     device_current
I(C6):        -1.32447e-019 device_current
I(C5):        1.38e-018     device_current
I(D2):        5.55306e-007  device_current
Id(J1):       1.93421e-012  device_current
Ig(J1):       -1.93467e-012 device_current
Is(J1):       4.66634e-016  device_current
I(R8):        -1.38e-018    device_current
I(R7):        1.5358e-016   device_current
I(R6):        -5.55304e-007 device_current
I(R5):        1.93506e-012  device_current
I(V3):        5.55306e-007  device_current
I(V2):        1.38e-018     device_current
I(V1):        -5.55306e-007 device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

6.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice

Figure 15: Bloc MUTE – Simulation LTspice en régime variable

La figure 16 ci-dessous, montre le graphe des tensions. La valeur du condensateur C6 initialement prévue à 100 nF a été ramenée à 10 nF. En effet, avec 100 nF le temps de montée de la tension de grille était trop long pour obtenir un fonctionnement correct.

Figure 16: Bloc MUTE – Graphe des tensions

Télécharger les fichiers LTspice.

7. Réalisation – Tests

Après une pause de plusieurs mois contrainte par un problème de santé, je reprends la plume et le fer à souder.

Je simplifie le problème en le divisant en plusieurs étapes. D’abord, je vérifie le bon fonctionnement du récepteur seul en déconnectant l’émetteur, ensuite le fonctionnement de l’émetteur.

7.1. Bloc Key Switch et QSK Switch

Pour des raisons pratiques, j’ai réalisé en même temps ces 2 blocs.

7.1.1. Circuit imprimé

Suivant la méthode modulaire, chaque bloc est câblé séparément sur 2 plaques identiques. La photo 1 ci-dessous, montre les circuits réalisés sur 2 plaques d’époxy cuivrées simple face de 32 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 2 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 4 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 2×4 = 8 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse soudés à la carte mère. Les 2 blocs sont disposés côte à côte près de l’entrée du récepteur. La ligne TxVcc et la ligne Mute ne sont pas encore connectées.

Photo 1: Circuit imprimé des blocs Key Switch et QSK Switch

7.1.2. Test

Le test que je me propose de faire ici est simple:

s’assurer que le récepteur fonctionne correctement après l’insertion dans le circuit des blocs Key Switch et QSK Switch.
s’assurer que le récepteur est isolé de l’antenne en mode émission.

Pour ce faire:

toute la chaîne d’émission est mise hors tension: oscillateur, mélangeur, pré-driver, driver,
l’antenne est connectée à fiche BNC,
le récepteur est calé sur une station en train d’émettre.

Je vérifie que le récepteur fonctionne comme avant l’insertion des 2 blocs. Un simple bout de fil volant simule la clé et sert à mettre ou non l’entrée Key In à la masse (voir photo 1 ci-dessus). Je vérifie que la réception est coupée ou non.

7.2. Bloc Mute

7.2.1. Circuit imprimé

Cette fois j’ai un peu modifié ma méthode de fabrication. A l’exception du transistor tous les composants sont des CMS ou SMD 1206 ou 0805. J’obtiens un circuit plus compact et plus clair. Le circuit est toujours composé d’îlots identiques juxtaposés. La taille des îlots a été réduite à 6×6 mm. Un ou plusieurs îlots pouvant être réunis pour n’en former qu’un seul. Seul les îlots utiles sont gravés ce qui rend un peu plus compliquée la gravure. Un espace de 4mm environ est réservé pour la masse tout autour du circuit. Mieux qu’un long discours, la photo 2 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur 1 plaques d’époxy cuivrée simple face de 32 x 24 mm. Cette plaque a été enduite totalement au feutre noir non effaçable. Le circuit a été gravé avec une pointe à tracer puis plongé dans un dé à coudre de perchlorure de fer. Le circuit est ensuite étamé à chaud. Nous obtenons ainsi un tracé fin qui permet de souder sans problème les minuscules composants. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse soudés à la carte mère. La ligne NO_MUTE n’est pas encore connectée.

Photo 2: Circuit imprimé du bloc Mute

7.2.2. Test

Le test que je me propose de faire consiste à:

s’assurer que le récepteur fonctionne correctement sans Mute,
s’assurer que le signal audio du récepteur est très faible en position Mute.

Pour ce faire:

le bloc QSK est déconnecté,
l’antenne est connectée à fiche BNC, relié directement au filtre passe-bande sans passer par le bloc QSK qui est shunté,
Une charge fictive de 50 Ω est reliée à la sortie du driver du PA qui n’est pas relié à l’antenne pour ne pas polluer l’éther,
la ligne NO_MUTE n’est pas connectée (en l’air),
le bloc Mute est connecté à la carte mère, masse et Vcc,
le récepteur est calé sur une station en train d’émettre.

Surprise! Ce petit circuit m’a donné beaucoup de fil à retordre. Seul un bourdonnement vibrait dans le casque. Je changeais tous les composants du circuit et remplaçais le 2N3819 par un MPF102. Miracle! Le récepteur fonctionne. Etait-ce un composant défectueux ? Je ne sais pas. Un petit bout de fil à la main je connecte l’entrée NO_MUTE – active au niveau bas – du circuit à la masse, je constate que la réception est fortement affaiblie. Le circuit fait bien son travail! Au passage je suis étonné de la qualité de ce premier petit récepteur. Les essais ont été réalisés le samedi 19 octobre 2013 entre 19h00 et 20h45 heure locale entre 14 et 14, 050 Mhz. Une foule de stations arrive dans les écouteurs : Allemagne, Lithuanie, Bulgarie, Russie et à mon grand étonnement je capte un CQ de K2NV du NYQP New York State QSO Party sur 14,047456Mhz. Mon antenne est un dipôle taillée pour le 20m mais pour l’instant placée provisoirement à l’étage du QTH, les 2 branches du dipôle se frayant un passage là où elles peuvent!

7.3. Bloc RIT

7.3.1. Circuit imprimé

Méthode identique au bloc Mute. Cette fois pour étamer le circuit, j’ai utilisé la pâte à étamer Castotin sp 5423 acheté dans un magasin de bricolage. La pâte est étalée à l’aide d’un pinceau sur le circuit. Inutile d’en mettre beaucoup. Elle est chauffée avec un décapeur thermique. Ne pas chauffer trop longtemps. Dès que le circuit est couvert, arrêter. La photo 3 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur 1 plaque d’époxy cuivrée simple face de 32 x 26 mm. On remarque que la finesse du tracé permet de souder les minuscules composants CMS 0805 entre chaque îlot. Le bloc est placé à côté du VFO. La ligne Vcc 6V est reliée au VFO et la ligne TxLine au bloc Key Switch.

Photo 3: Circuit imprimé du bloc RIT

7.2.2. Test

Le test que je me propose de faire consiste observer le décalage de fréquence sur l’afficheur du fréquencemètre quand on manipule la clé.

Pour ce faire tous les blocs de commutation sont connectés:

le bloc QSK est connecté,
l’antenne est connectée à fiche BNC,
Une charge fictive de 50 Ω est reliée à la sortie du driver du PA qui n’est pas relié à l’antenne pour ne pas polluer l’éther,
la ligne NO_MUTE est connectée,
le bloc Mute est connecté à la carte mère, masse et Vcc,
le récepteur est calé sur une fréquence dans la bande 20m.

Un petit bout de fil à la main je connecte l’entrée Key du bloc Key Switch à la masse. Je constate en réception que la fréquence est décalée et que le potentiomètre permet de régler le décalage.

Références
The ADC-40 All Discrete Component transceiver Revised 6-23-09 – Steven WEBER KD1JV
The NADC A CW rig using Nearly All Discrete Components – Steven WEBER KD1JV
What_Causes_Clicks? by Tom Rauch W8JI
N5ESE’s Outboard T/R Switch

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Transceiver CW 20 m – Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

admin — Thu, 25 Apr 2013 15:53:14 +0000

Je réunis dans un même article la description de l’oscillateur et du mélangeur de l’émetteur. L’oscillateur génère le signal de fréquence fixe F = 10,240 MHz de l’émetteur. Le mélangeur reçoit ce signal et celui du VFO pour produire un signal dans la bande de fréquence F = [14 ; 14,350] MHz qui sera ensuite amplifié et dirigé vers l’antenne.

La figure 1 ci-dessous, montre le schéma du circuit.

Figure 1: Oscillateur et Mélangeur de l’émetteur

Télécharger les fichiers Kicad.

1. L’oscillateur

Il comprend 1 seul étage:

1 transistor 2N3904,
oscillateur à quartz du type Colpitts ou Clapp dont la fréquence peut être calée au moyen d’un condensateur,
fréquence d’oscillation F= 10,240Mhz.

Il n’ y a pas d’étage buffer, le mélangeur réalise l’isolation entre l’oscillateur et le circuit suivant.
On se reportera à l’article décrivant le BFO pour la simulation et la modélisation du quartz.

2. Le mélangeur

J’ai voulu essayer un mélangeur actif construit avec des composants discrets courants, fournissant un haut niveau de sortie. En cherchant, j’ai trouvé un mélangeur construit avec 3 transistors 2N3904. C’est un montage réalisé par KD1JV dans son transceiver ADC-40. Il s’agit d’une réalisation du CA3028 avec des composants discrets.

2.1. Description

Deux transistors forment un amplificateur différentiel. Leurs émetteurs sont reliés entre eux et au collecteur d’un troisième transistor fonctionnant en source de courant constant.
A la sortie j’ai placé un filtre passe bande basé sur le modèle utilisé dans le récepteur.

2.2. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(txvcc):  13.8         voltage
V(b1):     8.23812      voltage
Ic(Q1):    0.0249514    device_current
Ib(Q1):    8.34458e-005 device_current
Ie(Q1):    -0.0250349   device_current
V(b2):     8.18354      voltage
V(c2):     13.8         voltage
Ic(Q2):    0.00364799   device_current
Ib(Q2):    1.16127e-005 device_current
Ie(Q2):    -0.0036596   device_current
V(b3):     3.62683      voltage
V(c3):     7.49554      voltage
V(e3):     2.87929      voltage
Ic(Q3):    0.0286945    device_current
Ib(Q3):    9.84465e-005 device_current
Ie(Q3):    -0.0287929   device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.
On note que:

les émetteurs de Q1 et Q2 sont au même potentiel,
les bases de Q1 et Q2 sont au même potentiel.

Figure 3: Mélangeur de l’émetteur en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.3. Analyse en régime variable

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 4: Mélangeur de l’émetteur – Simulation LTspice en régime variable

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe des courants et tensions obtenu avec une tension d’oscillateur sinusoïdale V3 = 1 Vpp de fréquence F = 10,24 MHz et une tension de VFO sinusoïdale V2 = 1 Vpp de fréquence F = 3,76 MHz. Ce qui permet d’obtenir après filtrage, une tension 170 mVpp de fréquence F = 14 MHz sur 50 Ω en sortie.

Figure 5: Mélangeur de l’émetteur – Graphe des courants et tensions

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. Réalisation

3.1. Circuit imprimé

Suivant la méthode modulaire, l’oscillateur et le mélangeur sont montés sur 2 plaques. La photo 1 ci-dessous, montre le circuit de l’oscillateur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 24 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 2 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 3 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 2×3 = 6 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. De même, La photo 2 ci-dessous, montre le circuit du mélangeur réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 = 18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. L’oscillateur placé à proximité du mélangeur est relié à celui-ci par un simple fil très court. Le mélangeur est relié à la sortie du VFO par un cable coaxial 50Ω RG-174. Attention un seul côté du blindage doit être relié au plan de masse.

Photo 1: Circuit imprimé de l’oscillateur de l’émetteur

Photo 2: Circuit imprimé du mélangeur de l’émetteur

3.2. Composants

Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.

3.3. Bobinages

J’ai utilisé des tores T50-6 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs T1 et T2
Ils sont réalisés avec du fil de cuivre émaillé de 0,9 mm récupéré dans une alimentation de PC hors d’usage. Pour réaliser T1, j’ai utilisé 16 cm pour les 8 tours et 21 cm pour les 11 tours. Pour réaliser T2, j’ai utilisé 21 cm pour les 11 tours et 6 cm pour les 2 tours. Répartir uniformément les spires du primaire et du secondaire sur le tore.

3.4. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V. La tension réelle TxVcc sera inférieure à cette valeur.

4. Test

4.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

4.2. Dispositif

L’entrée du transistor Q3 du mélangeur est reliée à l’oscillateur de l’émetteur. L’entrée du transistor Q1 du mélangeur est reliée à la sortie du VFO. La sortie du mélangeur est relié au Driver.

4.3. Résultat

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal en sortie Vout ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du mélangeur de l’émetteur

Références
The ADC-40 All Discrete Component transceiver Revised 6-23-09 – Steven WEBER KD1JV

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Transceiver CW 20 m – PA Driver

admin — Wed, 20 Mar 2013 17:48:39 +0000

Michel, F6FEO, m’a transmis le schéma d’un driver qu’il utilise dans ses transceivers. W7ZOI est à l’origine du montage. Avant de reproduire ce montage, je ne résiste pas à l’envie d’en analyser le fonctionnement et de le passer au banc du simulateur LTspice.

1. Description

Le schéma figure 1 ci-dessous, montre le circuit. Il comprend 2 étages amplificateur. J’ai ajouté un transformateur de sortie qui abaisse l’impédance dans un rapport 1:4 pour adapter l’impédance de sortie du driver à l’entrée du PA qui est d’environ 10 Ω. Le circuit est alimenté uniquement quand l’émetteur est actionné.

Figure 1: PA Driver

Caractéristiques:

gain en tension 28dB à 14MHz,
impédance d’entrée Zin et de sortie Zout = 50 Ω.

Pour calculer l’impédance de sortie on applique la règle Zin * Zout = R7 * RE
dans laquelle:

RE = R8 * VT/Ic = 3,6 * 25/80 = 3,9
VT est la tension thermique à la température ambiante (≈ 300 K)

D’ où Zout = 680 * 3,9 / 50 = 53 Ω.

Télécharger les fichiers Kicad.

2. 1er étage

Description :

un transistor NPN 2N3904,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur découplée par un condensateur,
collecteur chargé par le transformateur Tr1 qui adapte l’impédance entre les 2 étages dans un rapport de 1:4.

2.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 2 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 2: PA Driver – 1er Etage – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.56176         voltage
V(c1):           12.9187         voltage
V(e1):           0.808187        voltage
Ic(Q1):          0.0366172       device_current
Ib(Q1):          0.000118607     device_current
Ie(Q1):          -0.0367358      device_current
I(L2):           -0.0400587      device_current
I(L1):           -0.0400587      device_current
I(R4):           0.0367358       device_current
I(R3):           0.0400587       device_current
I(R2):           0.0034415       device_current
I(R1):           0.00332289      device_current
I(V1):           -0.0400587      device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Figure 3: PA Driver – 1e Etage en régime continu

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

Le schéma figure 4 ci-dessous, montre le circuit de simulation qui trace la caractéristique de transfert en tension en régime continu ainsi que la variation du courant Ic.
La résistance de Thévenin équivalente au pont de base Rth = 3,3 *0,47/(3,3+0,47) = 0,410 KΩ.

Figure 4: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

La figure 5 ci-dessous, montre le graphe obtenu. On y observe les 3 zones de fonctionnement du transistor :

le Cutoff Ic= 0 ,
la zone linéaire ,
la zone de saturation Ic = constant.

Figure 5: PA Driver – 1er Etage – Caractéristique de transfert en tension

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

2.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de collecteur R3 est shuntée par son condensateur de découplage.
Le transformateur de sortie Tr1 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L1 = L2 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 6: PA Driver – 1e Etage en régime variable

Télécharger les fichiers de l’éditeur de diagrammes DIA.

2.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 7 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 7: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance d’entrée

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 8 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri varie dans le sens inverse de la résistance de charge Rload. Plus Rload augmente plus Ri diminue. Ri = 50 Ohms @ 14MHz pour Rload = 500 Ohms.

Figure 8: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance d’entrée

2.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 9 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 9: PA Driver – 1er Etage – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 10 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 250 Ohms @ 14MHz.

Figure 10: PA Driver – 1er Etage – Graphe de la résistance de sortie

2.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 7 ci-dessus. La figure 11 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 25 @ 14MHz.

Figure 11: PA Driver – 1er Etage – Graphe du gain en tension

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

3. 2ème étage

Description :

un transistor NPN 2N2219A,
amplificateur en émetteur commun, polarisation par pont de base, résistance d’émetteur non découplée et réaction de collecteur en régime variable,
collecteur chargé par l’inductance L4.

3.1. Analyse en régime continu

Le schéma figure 12 ci-dessous montre le circuit de simulation LTspice.
Le courant circulant dans le pont de base R5, R6 de Q2, circule aussi dans R2. Il est très faible et ne modifie pratiquement pas le point de repos de Q1.

Figure 12: PA Driver – Simulation LTspice en régime continu

Ci-dessous les valeurs des tensions et courants obtenues :

V(vcc):          13.8            voltage
V(b1):           1.55347         voltage
V(c1):           12.8484         voltage
V(e1):           0.800238        voltage
V(b2):           1.04664         voltage
V(c2):           13.7998         voltage
V(e2):           0.282715        voltage
Ic(Q1):          0.036257        device_current
Ib(Q1):          0.000117437     device_current
Ie(Q1):          -0.0363744      device_current
Ic(Q2):          0.0781274       device_current
Ib(Q2):          0.000404641     device_current
Ie(Q2):          -0.0785327      device_current
I(L3):           0.0781274       device_current
I(L4):           0.0781274       device_current
I(L2):           -0.043256       device_current
I(L1):           -0.0396797      device_current
I(R8):           0.078532        device_current
I(R6):           0.00317164      device_current
I(R5):           -0.00357628     device_current
I(R4):           0.0363744       device_current
I(R3):           0.043256        device_current
I(R2):           0.0034227       device_current
I(R1):           0.00330526      device_current
I(V1):           -0.121383       device_current

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit simplifié en régime continu.
Tous les condensateurs sont remplacés par des circuits ouverts.
Toutes les inductances sont remplacées par des courts-circuits.

Figure 13: PA Driver – En régime continu

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3.2. Analyse en régime variable

Le schéma figure 14 ci-dessous, montre le circuit simplifié en régime variable.
La tension continue TxVcc en régime variable se comporte comme un court-circuit.
La résistance de base R5 est shuntée par son condensateur de découplage.
La résistance R7 relie la base au collecteur.
L’inductance L3 de forte valeur se comporte en HF comme une résistance infinie.
Le transformateur de sortie Tr2 est formé des 2 bobines torsadées, fortement couplées L5 = L6 en série dont le point milieu constitue la sortie.

Figure 14: PA Driver – En régime variable

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3.2.1. Résistance d’entrée

Le schéma figure 15 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice.

Figure 15: PA Driver – Mesure de la résistance d’entrée

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La figure 16 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance d’entrée Ri = 185 Ohms @ 14MHz pour Rload = 10 Ohms.

Figure 16: PA Driver – Graphe de la résistance d’entrée

3.2.2. Résistance de sortie

Le schéma figure 17 ci-dessous, montre le circuit de simulation LTspice. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur V2 est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.

Figure 17: PA Driver – Mesure de la résistance de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

La figure 18 ci-dessous, montre le graphe obtenu. La résistance de sortie Rs = 10 Ohms @ 14MHz.

Figure 18: PA Driver – Graphe de la résistance de sortie

3.2.3. Gain en tension

La mesure du gain est obtenue avec le même circuit que celui de la figure 15 ci-dessus. La figure 19 ci-dessous, montre le graphe obtenu. Le gain en tension Avt = 24dB @ 14MHz.

Figure 19: PA Driver – Graphe du gain en tension

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3.2.4. Graphe des tensions

La figure 20 ci-dessous, montre le graphe des tensions obtenu avec avec une tension d’entrée sinusoïdale V2 = 100 mVp de fréquence F = 14 MHz. Au delà de 300 mVp à l’entrée le signal est déformé ou écrêté. Ce qui permet d’obtenir 6 Vp maximum sur 50 Ω en sortie.

Figure 20: PA Driver – Graphe des tensions

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4. Réalisation

4.1. Circuit imprimé

La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 48 x 32 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8 mm + 2 lignes de 4 mm, 6 colonnes de 8 mm. Nous obtenons ainsi 3×6 =18 îlots de 8×8 mm. Les 2 lignes de 4 mm, placées de part et d’autre, servent de rail de masse. Une résistance provisoire de 10 Ω a été placée en sortie pour le test.

Photo 1: Circuit imprimé du PA Driver

4.2. Composants

4.3. Refroidissement des transistors

Le transistor 2N2219A polarisé en classe A, chauffe. Il faut aider le composant à évacuer la chaleur sous peine de destruction. J’ utilise pour cela un dissipateur adapté au boîtier du transistor.

4.4. Bobinages

La fabrication des bobinages est très simple. J’ai utilisé des tores FT37-43 que j’avais en stock, achetés chez kits and parts.

Transformateurs Tr1 et Tr2
Pour réaliser Tr1, j’ai préparé 2 morceaux identiques de 16 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. J’ai noué une extrémité de ces 2 fils réunis à une attache trombone. J’ai fait de même à l’autre extrémité. La première attache est bloquée dans un étau ou serre-joint. La torsion du fil est réalisée en prenant dans la main l’autre attache et en tendant le fil. Il faut 3 à 4 torsions par cm. J’ai donc fait pour cette longueur, 50 torsions. Une excellente méthode est expliquée ici. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43. Important! Le transformateur est formé de 2 bobines en série. Il faut donc souder la fin d’une bobine à l’entrée de l’autre. Ce point est le point milieu du transformateur. Tr2 est identique à Tr1.

Bobine L4
Couper 15 cm de fil de cuivre émaillé de 0,40 mm. Bobiner 10 tours en les répartissant uniformément sur le tore FT37-43.

4.5. Tension d’alimentation

La tension d’alimentation est la ligne TxVcc. La commutation Rx/Tx fera l’objet d’un prochain article. Pour le test, l’alimentation est connectée provisoirement à Vcc = 13,8 V.

5. Test

5.1. Mesure des tensions continues smoke test

Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.

5.2. Dispositif

Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du mélangeur de l’émetteur dont la description fera l’objet d’un prochain article.

5.3. Résultat

Signal d’entrée
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal en entrée Vin ≈ 560 mV pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 2: Signal d’entrée du PA Driver

Signal de sortie
Avec l’oscilloscope, échelle Y=1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=0.5 us/cm, loupe x5, la photo 3 ci-dessous, montre le signal de sortie Vout ≈ 3,3 V pp.
La fréquence F mesurée avec le fréquencemètre ≈ 14,100 MHz.

Photo 3: Signal de sortie du PA Driver

Le gain en tension Avt = Vout/Vin = 15,4 dB @ 14,100MHz. A comparer avec les 24 dB obtenus en simulation.

Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux

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Transceiver CW 20 m – Filtre de sortie du PA

admin — Fri, 22 Feb 2013 18:32:58 +0000

Le filtre de sortie du PA a deux fins essentielles :

l’adaptation d’impédance du PA à la charge,
le rejet des harmoniques et des émission parasites.

Il est bon de rappeler la réglementation au sujet du niveau relatif des rayonnements non essentiels admissibles au-dessus de 40 MHz, mesuré à l’entrée de la ligne d’alimentation de l’antenne. Il est :

d’au moins -50 dB pour les émetteurs de puissance inférieure ou égale à 25 W,
d’au moins -60 dB pour les émetteurs de puissance supérieure à 25 W.

Ces objectifs sont en général atteints par des filtres passe-bande ou passe-bas.

1. Hypothèses de départ

Puissance de sortie du PA <= 5 W.
Impédance de sortie du PA à déterminer lors de l’étude du PA.
Charge de sortie de l’antenne RL = 50 Ω.
Adaptation de l’impédance de sortie du PA à la charge RL par transformateur.
Filtre de sortie du type passe-bas.

2. Caractéristiques générales du filtre

J’ai opté pour un filtre demi-onde à 5 pôles qui est le plus simple à réaliser. Il est ainsi appelé parce qu’il produit un déphasage de 180° entre l’entrée et la sortie du filtre et qu’il est constitué de 5 éléments réactifs : 2 inductances et 3 condensateurs. L’utilisation d’un transformateur d’adaptation d’impédance facilite le calcul du filtre qui voit à l’entrée comme à la sortie une impédance de 50 Ω. Le filtre est donc réversible.

3. Conception

Le filtre a été conçu à l’aide de LTspice. Le modèle proposé :

calcule les composants du filtre,
trace la courbe de réponse,

à partir de 3 paramètres :

F : fréquence de coupure à -3db,
Z : impédance d’entrée et de sortie du filtre,
A_L : coefficient d’inductance du tore.

4. Calcul du circuit simulé avec LTspice en fonction du temps

Avec cette simulation nous calculons les composants du filtre.
La figure 1 ci-dessous montre le filtre à calculer. Il est composé de 2 inductances L1 et L2, de 3 condensateurs C1, C2, C3.

Figure 1: Filtre passe-bas du PA – Simulation LTspice en fonction du temps

Le calcul d’un tel filtre est tout à fait simple. On pose :

X_L1 = X_L2 = 50 Ω,
X_C1 = X_C3 = 50 Ω,
X_C2 = 50/2 = 25 Ω,

A la fréquence de coupure F -3dB, on calcule :

L = X_L/2πF,
C = 1/2πFX_C,
n² = L/A_L = nombre de tours de la bobine L.

4.1. Directives LTspice principales

Entrer vos paramètres dans la directive
.PARAM Z=50 F=14.1Meg AL=3n ; Edit your parameters
Le coefficient d’inductance A_L indiqué ici est celui du tore T37-6.

La directive .STEP PARAM m 0.9 1.2 0.1
définit le paramètre incrémentiel m qui permet de tracer 4 courbes autour de F, telle que Fm_i = F.m_i, et de choisir ainsi la meilleure fréquence de coupure. Vous pouvez aussi adapter ce paramètre en changeant l’intervalle et l’incrément.

4.2. Résultat du calcul

Le résultat du calcul est enregistré dans le fichier log dont un exemple est donné ci-dessous.

.step m=0.9
.OP point found by inspection.
.step m=1
.step m=1.1
.step m=1.2

Measurement: fm_
step    fm
1    1.269e+007
2    1.41e+007
3    1.551e+007
4    1.692e+007

Measurement: l1_
step    l1
1    6.27088e-007
2    5.64379e-007
3    5.13072e-007
4    4.70316e-007

Measurement: c1_
step    c1
1    2.50835e-010
2    2.25752e-010
3    2.05229e-010
4    1.88126e-010

Measurement: c2_
step    c2
1    5.0167e-010
2    4.51503e-010
3    4.10458e-010
4    3.76253e-010

Measurement: n1_
step    n1
1    14.4578
2    13.7159
3    13.0776
4    12.5209

4.3. Graphe des tensions

La figure 2 ci-dessous, montre le décalage de 180° entre la tension d’entrée et la tension de sortie.

Figure 2: Filtre passe-bas du PA – Graphe des tensions d’entrée et de sortie

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

5. Courbe de réponse en fréquences du circuit simulé avec LTspice

Le schéma figure 3 ci-dessous, montre le circuit de simulation.

Figure 3: Filtre passe-bas du PA – Simulation LTspice en fréquences

L’analyse des différents résultats révèle que la première fréquence s’approche le plus des exigences de la réglementation sans toutefois l’atteindre. En effet on obtient -48dB à 40MHz soit un erreur de 4% en admettant une légère perte d’insertion. Le schéma figure 4 ci-dessous, montre les courbes S21 Insertion loss et S11 Return loss obtenues avec les options suivantes:

simulation AC,
générateur d’entrée V2: AC Amplitude = 1 V,
Fréquence de coupure Fm = 0.9 * 14,1 = 12,69 MHz.

Figure 4: Filtre passe-bas du PA – Courbe de réponse en fréquence

Télécharger les fichiers de simulation LTspice.

6. Finalisation du projet

Après analyse des résultats, mon filtre a les caractéristiques suivantes:

7 pôles pour atteindre les niveaux fixés par la réglementation,
C1 = C5 = 220 pF,
C2 = C3 = 440 pF,
L1 = L2 = L3 = 588 nH = 14 tours sur tore T37-6.

Nota: quand on ajoute une maille supplémentaire (2 pôles), L conserve la même valeur, la valeur du condensateur entre les 2 mailles est multipliée par 2.
Le schéma figure 5 ci-dessous, montre le circuit de simulation.

Figure 5: Filtre passe-bas du PA – Shéma LTspice final

Le schéma figure 6 ci-dessous, montre que l’atténuation atteint 66,5 dB à 40 MHz.

Figure 6: Filtre passe-bas du PA – Finalisation – Courbe de réponse en fréquence

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Références
Réglementation – Annexe3 – Caractéristiques Techniques à respecter lors d’une installation radioélectrique des services d’amateur
TUTORIAL: TRANSMITTER (PA) OUTPUT FILTERS by Paul Harden, NA5N
Second-Harmonic-Optimized Low-Pass Filters By Ed Wetherhold, W3NQN

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Transceiver CW 20 m – Emetteur

admin — Wed, 20 Feb 2013 18:46:41 +0000

Pour compléter le transceiver, il est temps maintenant de passer à la réalisation de l’émetteur. Avant de commencer et finaliser le transceiver, la figure 1 ci dessous, donne une vue synthétique du projet à réaliser.

Figure 1: schéma fonctionnel du transceiver

Cahier des charges

Récepteur : un circuit de mute est ajouté,

VFO : un RIT est ajouté,

Emetteur

Il partage avec le récepteur le même VFO.
Un oscillateur local séparé, piloté par quartz, permet le réglage du décalage de fréquence correspondant à un signal audible.

Commutation émission, réception (Rx/tx Control Line)

Pour permettre le QSK, aucune commutation mécanique n’est utilisée. La commutation entre émission et réception est faite par l’électronique. C’est l’appui sur le manipulateur qui enclenche la commutation.
Pendant la transmission, le transceiver écoute son propre signal.

J’ai réalisé le diagramme avec Inkscape. Télécharger le fichier SVG.

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