Avec cet article commence la réalisation de la chaîne de traitement du signal de fréquence intermédiaire obtenu à la sortie du mélangeur. Elle doit éliminer les harmoniques, amplifier le signal sur une bande étroite fixée généralement à 500Hz pour le mode de transmission CW.
La chaîne comprend:

  • l’amplificateur post-mélangeur,
  • le filtre à quartz,
  • l’amplificateur de fréquence intermédiaire.

L’amplificateur post-mélangeur, de configuration base commune, fournit une charge constante de 50Ω à la sortie du mélangeur. Il isole fortement des variations d’impédance, le mélangeur, du filtre à quartz.
Il est suivi d’un réseau d’adaptation d’impédance pour adapter la sortie de l’amplificateur à l’entrée du filtre à quartz. Je vais étudier ces 2 parties séparément.

Caractéristiques de la configuration base commune
Parallèlement au développement du transceiver, je continue mon exploration de LTSpice, génial outil de simulation. La figure 1, ci-dessous, montre le transistor en configuration base commune.

Figure 1: Transistor BJT en configuration base commune

Figure 1: Transistor BJT en configuration base commune


En l’observant, on constate que le signal d’entrée porte la totalité du courant émetteur du transistor. Or nous savons que:

  • le courant émetteur est le plus grand des 3 courants du transistor,
  • l’intensité du courant collecteur est ≈  intensité du courant émetteur,
  • le courant de base étant le plus petit.

On en déduit sans peine qu’il atténue le courant et donc que le gain en courant est légèrement < 1.
Qu’en est-il de la tension? La simulation en mode DC analysis nous apporte la réponse.  En faisant varier la tension d’entrée de 0,4V à 1,4V on constate que la tension de sortie croît d’une valeur presque nulle (cutoff) pour devenir plate à 15V environ. Avec les résistances utilisées 50Ω en entrée et 1k5Ω en sortie, la partie linéaire se situe entre 800mV et 1,2V en entrée qui se traduit en sortie par une variation de tension sur la charge de 3,8V à 14,4V. Logique, puisque la tension ne peut croître avant que la jonction base-émetteur atteigne 0,7V et ne croît plus à saturation.
Le rapport ΔVsortie/ΔVentrée représente le gain en tension
Av = 10,6V/400mV = 26,5 ou Adb = 20 log 26,5 = 28.5.
Conclusion: le transistor en base commune transfère presque intégralement le courant de l’entrée sur la sortie, d’une charge faible sur une charge beaucoup plus grande.

Amplificateur
J’ai repris le schéma du 2n2/30 de Jim Kortge, K8IQY, que j’ai adapté à mon impédance de sortie. La particularité du circuit est que la tension de base est obtenue en plaçant 2 diodes en série. Au point de repos Vb=1,3V Vc=13,2V Ve=520mV Ic=11mA.

Figure 2: schéma de l'amplificateur post-mélangeur

Figure 2: schéma de l’amplificateur post-mélangeur

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Simulation dans le domaine du temps
Pour ce faire, appliquons à l’entrée un signal sinusoïdal F=10,240MHz et Vpeak=30mV. La figure 3 ci-dessous montre le signal à l’entrée, le signal sur l’émetteur, le signal sur le collecteur et enfin le signal à la sortie.

Figure 3: simulation Transiant analysis

Figure 3: simulation Transiant analysis

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Simulation: paramètres S
L’analyse AC, figure 4, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Le gain en puissance attendu quand l’impédance est adaptée est exprimé par le paramètre S21 = 8dB.

Figure 4: Simulation AC

Figure 4: Simulation AC

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Adaptation d’impédance
A la sortie de l’amplificateur un réseau LC adapte l’impédance de sortie de 1,3KΩ de l’amplificateur au 75Ω de l’impédance d’entrée du filtre à quartz. Pour connaître la valeur de l’impédance d’entrée du filtre j’ai anticipé son étude qui sera décrite dans l’article suivant.

Calcul de la puissance maximum reçue par la charge

Figure 5: Générateur d'impédance Z0 chargé par Z1

Figure 5: Générateur d’impédance Z0 chargé par Z1

La charge complexe Z1 = R_1 + jX_1 est branchée aux bornes de la source de tension E d’impédance interne Z0 = R_0 + jX_0 . Il vient alors le courant:
I = E/{Z_0 + Z_1} = E/{(R_0 + R_1) + j(X_0 + X_1)}
et delim{|}I{|} =E/sqrt{(R_0 + R_1)^2 + (X_0 + X_1)^2}
La puissance utile reçue par Z_1 right P = R_1I^2 = {{R_1}E^2}/{(R_0 + R_1)^2 + (X_0 + X_1)^2}
On dit qu’il y a adaptation lorsque l’impédance de charge est conjuguée de l’impédance de source
Z_1 = {Z_0}^ast
Dans ce cas R_1 = R_0 et X_1 = -X_0
On en déduit la puissance maximum reçue par Z_1 right Pmax = E^2/{4R_1}

Calcul du réseau LC
Le principe de l’adaptation d’impédance est expliqué dans l’excellent document de F6CSX, joël Redoutey. Pour le détail des formules reportez vous au document cité en références en fin d’article.
La figure 6 ci-dessous représente le réseau d’adaptation d’impédance selon le modèle décrit par F6CSX.

Figure 5: Générateur d'impédance Z0 chargé par Z1

Figure 6: Réseau d’adaptation d’impédance

Données et hypothèses
Rp = résistance de sortie de l’amplificateur base commune,
Rs = résistance d’entrée de l’étage suivant,
Rp > Rs,
Rp = nRs et n > 1,
les condensateurs de liaison ont une impédance telle qu’à la fréquence de fonctionnement, leur impédance est négligeable, Rp et Rs sont des résistances pures.

Impédance vue de Rp
Aprés développement,
Rp={RsXp^2}/{Rs^2 + (Xs + Xp)^2} + {j(Rs^2Xp + XsXp(Xs + Xp))}/{Rs^2 + (Xs + Xp)^2}
Rp est une résistance pure doubleright partie imaginaire = 0
Rs^2Xp + XsXp(Xs + Xp) = 0

(1) right Rs^2 = -Xs(Xs + Xp)

Impédance vue de Rs
Aprés développement,
Rs={RpXp^2}/{Rp^2 + Xp^2} + {j(Rp^2Xp + Xs(Rp^2 + Xp^2))}/{Rp^2 + Xp^2}
Rs est une résistance pure doubleright partie imaginaire = 0
Rp^2Xp + Xs(Rp^2 + Xp^2) = 0

(2) right Rs={RpXp^2}/{Rp^2 + Xp^2}
(3) right Rp^2 =-{{Xp^2}/(Xp+ Xs)}

Calcul de Xp
De (2) il vient,

(4) right Xp^2={RsRp^2}/{Rp - Rs}
(5) right Xp =pm{Rp}{1/sqrt{n - 1}} avec n = Rp/Rs et n > 1

Calcul de Xs
Em multipliant (1) par (3) il vient,

(6) right (RpRs)^2 = (XpXs)^2
(7) right Xs =pm{Rs}sqrt{n - 1} avec n = Rp/Rs et n > 1

Facteur de qualité
Branche //: Qp = Rp/Xp (capacitive)
Branche série: Qs = Xs/Rs (inductive)
De (6) il vient,
RpRs = -XpXs (Xp et Xs sont de signes opposés)
delim{|}{Qp}{|} = delim{|}{Qs}{|}
QpQs = {Rp/Xp}.{Xs/Rs}
De (5) et (7) il vient,

(8) right Qp = Qs =pm{sqrt{n - 1}} avec n = Rp/Rs et n > 1

Application
Rp = 1300Ω
Rs = 75Ω
n = 1300/75 = 17
Qs = Qp = 4
Xp = Rp/Qp = 1300/4 = 325Ω d’où condensateur Cp = 47pF
Xs = Qs.Rs = 4*75 = 300Ω d’où inductance Ls = 4,7uH
Dans ce cas, le réseau LC est un filtre passe-bas.

Simulation
Pour l’adaptateur d’impédance, j’ai choisi de créer un modèle de composant associé à un SUBCIRCUIT muni de paramètres. Cette méthode présente plusieurs avantages:

  • test du dispositif indépendamment du circuit dans lequel il sera monté,
  • réutilisation dans d’autres circuits,
  • duplication en modifiant les paramètres du SUBCIRCUIT.

Pour la méthode de création du composant et du SUBCIRCUIT on se reportera à l’article Transceiver CW 20 m – Mélangeur – Double Balanced Mixer
Ci-dessous le fichier du SUBCIRCUIT. La ligne .SUBCKT comprend 2 paramètres :
LIMN_Cp = valeur du condendateur,
LIMN_Ls = valeur de l’inductance.
Il suffit de modifier ces valeurs en appliquant les formules indiquées en commentaire, pour obtenir un autre adaptateur.

* C:\Users\Bernard\Documents\TCW20\tcw20PostMixAmp\ltc\LIMN1k3_75_10M24.asc
* LIMN1k3_75_10M24 L Impedance Matching Network SUBCIRCUIT
* CREATED ON 15/08/2012 AT 12:15
* Z Output = 1k3 -> 75
* n=1300/75=17
* Q=+-sqrt(17-1)=+-4
* Xc=1300/4=325 à F=10.24M C =48p
* Xl=75*4=300 F=10.24M L =4.7u
* Put a Cx//Cp for accurate value
* CONNECTIONS:           Input
*                        |  Input GND
*                        |  |      Output
*                        |  |      |
*                        |  |      |
*                        |  |      |
.SUBCKT LIMN1k3_75_10M24 In In_gnd Out PARAMS: LIMN_Cp=47p LIMN_Ls=4.7µ
L1 In Out {LIMN_Ls}
C2 In In_gnd {LIMN_Cp}
.ends

Ce fichier LIMN1k3_75_10M24.lib est enregistré dans le répertoire ../LTSPICEIV/lib/sub .
L’analyse AC, figure 7, avec la directive .net I(R2) V2 permet de visualiser les paramètres S. Les courbes S11 et S22 se superposent. S21 montre une atténuation nulle vers 10,24MHz.

Figure 7: Simulation AC

Figure 7: Simulation AC

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Réalisation
Circuit imprimé
Le circuit est réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 4,2 x 2,1 cm, photo 1 ci-dessous. Pour tracer le circuit j’ai appliqué la même méthode que celle utilisée pour le mélangeur, simple et rapide. Après avoir nettoyé parfaitement la face cuivrée je l’ai entièrement enduite au gros feutre noir permanent. Ensuite muni d’un réglet et d’une pointe à tracer j’ai tracé le quadrillage 3 lignes de 7mm x 6 colonnes de 7mm directement sur la face ainsi enduite. La pointe à tracer enlève l’encre. J’obtiens un tracé fin et parfait. Le circuit est plongé dans un petit pot de yaourt contenant un dé à coudre d’eau tiède dans lequel sont dilués quelques grains de perchlorure. Le circuit est gravé en 15mn. Après l’avoir nettoyé parfaitement, pour empêcher l’oxydation du cuivre, le circuit est étamé immédiatement avec de la soudure et un fer très chaud.

Composants
De nombreux composants CMS sont disponibles maintenant sur Ebay. J’ai donc utilisé pour ce circuit une majorité de composants CMS 1206 et 0805 que la finesse du tracé me permet de placer entre chaque îlot. Le circuit s’en trouve très allégé. L’étamage du cuivre permet de souder facilement ces petits composants. J’utilise pour les souder, un fer Weller WSP80 muni de la panne standard de 2mm.

Photo 1: circuit imprimé de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Test
Mesure des tensions continues
Vcc = 13,8V
Vb = 1,28V
Ve = 0,55V
Vc = 13,06V
Ces valeurs sont conformes à la simulation.

Dispositif
Le circuit est relié à la sortie du mélangeur par un condensateur céramique de 100nF.
Générateur HF maison fournissant 300mV à F = 14MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Atténuateur en pi -10dB placé entre l’entrée BNC et l’entrée 50Ω du filtre RF.
Résistance de charge connectée en sortie de l’amplificateur = 75 ohms.
Fréquence de mesure F = 14MHz.

Résultat
Un mesure rapide de la tension de sortie avec la sonde HF construite sur le modèle N5ESE’s Ballpoint RF Probe donne:
Vout = 222mV rms.
Avec l’oscilloscope, échelle Y=20mV/cm, sonde atténuatrice x10, échelle X=0,5 us/cm loupe x5, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 270mV rms et F ≈ 10MHz. On remarque que le signal est chargé d’harmoniques.

Photo 2: signal de sortie de l’Amplificateur Post-Mélangeur

Références
SPICE simulation using LTspiceIV Part1 & Part2 – DG8GB, Gunthard Kraus
Radiocommunications – Adaptation d’impédance – F6CSX Joël Redoutey – 2009
The 2N2/30 Designed by: Jim Kortge, K8IQY

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