Transceiver CW 20 m – Amplificateur audio
Beaucoup d’émotion aujourd’hui, je viens de capter les premiers DIH DAH, les premiers CQ entre 12h et 13h, heure locale, sur la bande 14,010 à 14,030MHz, avec ce transceiver dont les circuits ont été entièrement simulés avec LTspice. L’antenne est un dipôle de ma fabrication, placée pour l’instant dans mon grenier. Pour cela, l’amplificateur audio, dernier étage du récepteur, en termine la réalisation. Sortir un correspondant du QRM n’est pas toujours aisé, aussi je ne conçois l’écoute de la CW qu’au casque. Je me suis donc orienté vers la réalisation d’un amplificateur fournissant quelques dizaines de mW pour alimenter un casque basse impédance.
1 – Cahier des charges :
- bande passante de 150 Hz à 8000 Hz sachant que la note sera calée sur 800 Hz à 1000 Hz,
- gain en puissance maximum attendu 30dB à 1KHz,
- impédance de sortie 16 Ohms,
- transistors courants 2N3904.
2 – Description
Le schéma figure 1 ci-dessous montre le circuit à obtenir. Il comprend 2 étages :
- un premier étage Darlington en émetteur commun, amplificateur de courant,
- un étage final en collecteur commun adaptant la résistance de sortie au casque basse impédance.
Figure 1: Amplificateur audio
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3 – Etage Darlington
Cet étage est constitué d’une paire de transistors NPN 2n3904. Il est bien adapté en audio et offre un haut niveau de gain en courant. Dans l’analyse qui va suivre, je traite la paire de transistors comme un composant unique.
3.1 – Hypothèses de départ:
- courant de collecteur Ic = 2,7 mA, choisi arbitrairement avec l’intention de l’ajuster lors de la simulation, si nécessaire,
- 1 résistance d’émetteur Re = 100 Ω de rétroaction stabilise le point de repos de la base,
- 1 résistance de charge collecteur Rc = 1KΩ,
- polarisation par pont de base,
- commande du gain par potentiomètre logarithmique de 47 KΩ,
gain d’un seul transistor β=300, le gain indiqué ici est celui du modèle SPICE utilisé, en pratique ceux que j’utilise ont un gain de 150 mesuré au multimètre, la résistance d’émetteur gommera la dispersion de ce paramètre, - la tension Vcc = 13,8 V est la tension d’alimentation.
3.2 – Analyse en régime continu
Le schéma figure 2 montre le circuit en régime continu. Les condensateurs de découplage sont des circuits ouverts. Il reste à calculer la valeur de R1 du pont de base.
Courant de base Ib = Ic/ (β.β) = 2,7 / (300*300) = 30 nA.
Tension d’émetteur Ve = 2,7 * 0,100 = 0,27 V avec Ic peu différent Ic + Ib.
Tension de base Vb = Ve + 2 * Vbe = 0,27 + 2 * 0,6 = 1,47 V.
Courant de polarisation circulant dans le potentiomètre Ip = Vb/47 = 1,47/47 = 32 uA >> Ib.
Tension de collecteur Vc = Vcc – Rc(Ic + Ip) = 13,8 – 1(2,7 + 0,032) = 11,07 V
Résistance R1 = (Vc – Vb) / Ip + Ib = (11,07 – 1,47)/0,032 = 300 K vec Ip peu différent Ip + Ib.
Figure 2: Amplificateur audio – Etage Darlington en régime continu
3.3 – Simulation LTspice en régime continu
Le schéma figure 3 ci-dessous montre le circuit de simulation. J’ai fabriqué un modèle Darlington avec 2 NPN 2N3904. La fabrication d’un modèle est expliquée dans l’article décrivant le mélangeur équilibré à diodes.
Figure 3: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime continu
Les valeurs obtenues ci-dessous, sont très proches des valeurs calculées lors de l’analyse.
V(vcc): 13.8 voltage V(db): 1.48705 voltage V(de): 0.278174 voltage V(dc): 10.9866 voltage I(R2): 0.00281338 device_current I(R1): 3.16652e-005 device_current I(Re): 0.00278174 device_current I(Rv1a): 3.16397e-005 courant du pont de base Ip=31,64uA I(Rv1b): 3.16394e-005 device_current I(V1): -0.00281338 device_current Ix(q1:C): 0.00278171 courant de collecteur Ic=2,78mA Ix(q1:B): 2.56506e-008 courant de base Ib=25,65nA Ix(q1:E): -0.00278174 subckt_current
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3.4 – Analyse en régime variable
Le schéma équivalent aux petites variations en BF de l’étage Darlington est représenté figure 4 ci-dessous.
Figure 4: Amplificateur audio – Etage Darlington – Schéma équivalent aux petites variation en BF
Je me propose de vérifier graphiquement avec LTspice les caractéristiques du Darlington autour du point de repos:
- la résistance dynamique rbe,
- le gain en courant β,
- la transconductance gm,
- la résistance interne du générateur de courant dépendant rce,
- l’amplification en tension en charge Av,
- la résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg) ,
- la résistance de sortie Rs vue par la charge Rload,
- le gain en puissance Ap.
3.5 – Simulation LTspice en régime variable
1) Résistance dynamique rbe
Le schéma figure 5 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique d’entrée Ib = f(Vbe)
Figure 5: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ib = f(Vbe)
La figure 6 ci-dessous, montre la courbe Ib = f(Vbe) obtenue. La pente (slope) au point de repos est rbe = ΔVbe/ΔIb = 2,24012e+006 = 2,24MΩ. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.
Figure 6: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ib = f(Vbe)
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2) Gain en courant β
Le schéma figure 7 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de transfert Ic = f(Ic)|Vce constant. La tension Vce est celle du point de repos.
Figure 7: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Ib)| Vce constant
La figure 8 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Ib)|Vce=10,7 V, obtenue. La pente (slope) au point de repos est β = ΔIc/ΔIb = 107634 ≈β.β, encore appelé hfe. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.
Figure 8: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Ib)|Vce constant
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3) Résistance interne du générateur de courant dépendant rce
Le schéma figure 9 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Ic = f(Vce)|Ibe constant. Le courant Ib est celui du point de repos.
Figure 9: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Vce)| Ib constant
La figure 10 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Vce)|Ibe=25,7 nA, obtenue. La pente (slope) au point de repos est 1/rce = ΔIc/ΔVce = 50,4204 uA/V, d’où rce = 19,833KΩ . Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.
Figure 10: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Vce)|Ib constant
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4) Transconductance gm
Le schéma figure 11 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la caractéristique de sortie Ic = f(Vbe)|Vce constant. La tension Vce est celle du point de repos.
Figure 11: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable Ic = f(Vbe)| Vce constant
La figure 12 ci-dessous, montre la courbe Ic = f(Vbe)|Vce=10,7 V, obtenue. La pente (slope) au point de repos est gm = ΔIc/ΔVbe = 53,1931mS. Elle est obtenue graphiquement en plaçant 2 curseurs autour du point de repos.
Figure 12: Amplificateur audio – Etage Darlington – Courbe Ic = f(Vbe)|Vce constant
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5) Amplification en tension en charge
L’admittance de R1//C3 est Y = 1/R + jCω son impédance est Z = 1/Y
La résistance équivalente en sortie est Req = rce//R2//Rload.
Au noeud C (figure 4) l’équation est:
(ve – vs)|Y| – gm.vbe – vs/Req = 0
or vbe = ve, en regroupant: -ve(gm – |Y|) = vs(|Y| + 1/Req)
d’où vs/ve = -(gm – |Y|) (1/(|Y| + 1/Req))
or 1/(|Y| + 1/Req) = |Z|//rce//R2//Rload
|Z| = 15,893 KΩ à 1 KHz
|Y| = 0,063 mS à 1 KHz
et Av = vs/ve = -(gm -Y)(Z//rce//R2//Rload) = -24 à 1 KHz (le signe indique l’inversion de polarité).
On constante que l’admittance de R1//C3 augmente avec la fréquence et donc diminue le gain.
Le résultat est obtenu directement avec LTspice. Le schéma figure 13 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la courbe représentant l’amplification en tension en fonction de la fréquence du signal à l’entrée. Une charge de 1KΩ égale à la résistance de collecteur est reliée en sortie au travers d’un condensateur C2 se comportant comme un court-circuit aux variations.
Figure 13: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable – Amplification en tension en charge
La figure 14 ci-dessous, montre la courbe de réponse. Av = 22 à 1 KHz.
Figure 14: Amplificateur audio – Etage Darlington – Amplification en tension en charge
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6) Résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg)
Par définition Ri=ve/ig.
La résistance rbe//rv1 = Reqi est en parallèle avec ve
donc Ri = Reqi//(ve/i)
L’admittance de R1//C3 est Y = 1/R + jCω son impédance est Z = 1/Y (voir point 5)
La résistance équivalente en sortie est Req = rce//R2//Rload.
Un courant i crée la tension |Z|i + (Req)i
Un courant de sens inverse crée la tension -gm.ve(Req)
d’où ve = |Z|i + (Req)i -gm.ve(Req)
en regoupant ve(1 + gm.(Req)) = |Z|i + (Req)i
d’où ve/i = (|Z| + (Req)) / (1 + gm.(Req))
et Ri = Reqi//(|Z| + (Req)) / (1 + gm.(Req)) = 600 Ω à 1 KHz.
Le schéma figure 13 ci-dessus permet aussi d’obtenir directement la résistance d’entrée Ri.
La figure 15 ci-dessous, montre que Ri = 707 Ω à 1 KHz. La courbe montre l’influence des capacités du circuit en fonction de la fréquence.
Figure 15: Amplificateur audio – Etage Darlington – Résistance d’entrée Ri vue du générateur (eg, Rg)
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7) Résistance de sortie Rs vue par la charge Rload
Le schéma figure 16 ci-dessous montre le circuit de simulation qui permet de tracer la courbe représentant l’amplification en tension en fonction de la fréquence du signal à l’entrée. On utilise ici la méthode dite de l’ohmmètre. Le générateur eg est court-circuité AC=0, Rload est enlevé et remplacé par le générateur de courant I1.
Figure 16: Amplificateur audio – Etage Darlington – Simulation LTspice en régime variable – Résistance de sortie
La figure 17 ci-dessous, montre que Rs = 621 Ω à 1 KHz. La courbe montre l’influence des capacités du circuit en fonction de la fréquence.
Figure 17: Amplificateur audio – Etage Darlington – Résistance de sortie
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8) Gain en puissance Ap
Ap = 10 log(Av2.Ri/Rs) = 27 dB à 1 KHz.
Il est intéressant de remarquer que le modèle de simulation de la figure 13 permet d’obtenir directement le résultat comme le montre la figure 18 ci-dessous.
Figure 18: Amplificateur audio – Etage Darlington – Amplification en puissance et en tension en charge
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4 – Etage de sortie
Il adapte la sortie à la basse impédance du casque. Cet étage est constitué d’un transistor NPN 2n3904 en liaison directe avec l’étage Darlington.
4.1 – Analyse en régime continu
La liaison entre les 2 étages est directe.
Vc Darlington = 11,07 V = Vb étage de sortie.
Ve étage de sortie = 11,07 – 0.6 V = 11,01 V.
Le courant Ic de l’étage de sortie = 11,01 /( 470 + 16 ) = 23 mA.
La simulation avec LTspice donne Ic = 20 mA.
4.2. Graphe des tensions et courants du circuit simulé avec LTspice
Le schéma figure 19 ci-dessous montre le circuit de simulation. Pour simplifier, l’écouteur est simplement représenté par une résistance de charge de 16 Ω.
Figure 19: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – graphe des tensions et courants
Le schéma figure 20 ci-dessous, montre les signaux obtenus en injectant à l’entrée un signal de 1 mVpp de 1 KHz.
Figure 20: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – Graphe des tensions et courants
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4.3. Courbe de réponse en fréquences du circuit simulé avec LTspice
Le schéma figure 21 ci-dessous, montre la courbe obtenue avec les options suivantes:
- simulation AC,
- générateur d’entrée V2: AC Amplitude = 1 V,
- variation du potentiomètre de gain Rv1 en fonction de 4 valeurs du paramètre m = 0.25 0.5 0.75 0.999.
Le gain en tension = 28 dB à 1 KHz sur 16 Ω.
Figure 21: Amplificateur audio – Simulation LTspice en régime variable – Courbe de réponse en fréquences
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5. Réalisation
5.1. Circuit imprimé
La photo 1 ci-dessous, montre le circuit réalisé sur une plaque d’époxy cuivrée simple face de 40 x 24 mm selon le mode de fabrication décrit dans les articles précédents. Le circuit tracé est un quadrillage: 3 lignes de 8mm, 5 colonnes de 8mm. Nous obtenons ainsi 3×5 =15 îlots de 8x8mm.
Photo 1: Circuit imprimé de l’amplificateur audio
5.2. Composants
Les résistances et condensateurs sont des CMS ou SMD 0805 et 1206, sauf les condensateurs de forte valeur. Ces composants sont tous achetés sur Ebay qui offre dans ce domaine, un vaste choix (voir fournisseurs en marge) . Le mode de soudage est expliqué dans les articles précédents.
6. Test
6.1. Mesure des tensions continues smoke test
Vérifier les tensions base, collecteur et émetteur. Les valeurs sont conformes à la simulation.
6.2. Dispositif
Le circuit est relié directement au condensateur de sortie du détecteur de produit.
Générateur HF maison fournissant 0.5 mVp à F = 14.1 MHz connecté à l’entrée BNC (antenne).
Casque 16 Ω connecté en sortie.
6.3. Résultat
Avec l’oscilloscope, échelle Y=0,1 V/cm, sonde atténuatrice 1:1, échelle X=2 ms/cm, la photo 2 ci-dessous, montre le signal obtenu en sortie Vout ≈ 600 mV pp et F ≈ 1 KHz.
Photo 2: Signal de sortie de l’amplificateur audio
Références
LES MONTAGES AMPLIFICATEURS FONDAMENTAUX A TRANSISTORS BIPOLAIRES – Philippe Roux – IUT de Bordeaux
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